基于dsp無刷直流電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)設(shè)計(jì)

1、<p><b>　　0 引言</b></p><p>　　隨著社會(huì)生產(chǎn)力的發(fā)展，需要不斷地開發(fā)各種新型電動(dòng)機(jī)。新技術(shù)新材料的不斷涌現(xiàn)，促進(jìn)了電動(dòng)機(jī)產(chǎn)品的不斷推陳出新。早在本世紀(jì)30年代，就有人開始研制以電子換向來代替電刷機(jī)械換向的無刷直流機(jī)，并取得了一定的成果。但由于當(dāng)時(shí)的大功率電子器件僅處于初級(jí)發(fā)展階段，沒能找到理想的電子換向元器件。1955年,美國的D. Harrison等人首

2、次申請(qǐng)了應(yīng)用晶體管換向代替電動(dòng)機(jī)機(jī)械換向的專利，這就是現(xiàn)代無刷直流機(jī)的雛形，但由于電動(dòng)機(jī)尚無起動(dòng)轉(zhuǎn)矩而不能產(chǎn)品化。而后又經(jīng)過人們多年的努力，借助于霍爾元件來實(shí)現(xiàn)換向的無刷直流機(jī)終于在1962年問世，從而開創(chuàng)了無刷直流機(jī)產(chǎn)品化的新紀(jì)元。70年代以來，隨著電力電子工業(yè)的飛速發(fā)展，許多新型的高性能半導(dǎo)體功率器件，如GTO, MOSFET, IGBT等相繼出現(xiàn)，為無刷直流機(jī)的廣泛應(yīng)用奠定了堅(jiān)實(shí)的基礎(chǔ)[1]。</p><p&g

3、t;　　無刷直流機(jī)保持著有刷直流電機(jī)的優(yōu)良機(jī)械及控制特性，在電磁結(jié)構(gòu)上和有刷直流電機(jī)一樣，但它的電樞繞組放在定子上，轉(zhuǎn)子上放置永久磁鋼。無刷直流機(jī)的電樞繞組像交流電機(jī)的繞組一樣，采用多相形式，經(jīng)由逆變器接到直流電源上，定子采用位置傳感器實(shí)現(xiàn)電子換相來代替有刷直流電機(jī)的電刷和換向器，各相逐次通電產(chǎn)生電流，定子磁場和轉(zhuǎn)子磁極主磁場相互作用產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩。和有刷直流電機(jī)相比，無刷直流機(jī)由于取消了電機(jī)的滑動(dòng)接觸機(jī)構(gòu)，因而消除了故障的主要根源。轉(zhuǎn)子上沒

4、有繞組，也就沒有了勵(lì)磁損耗，又由于主磁場是恒定的，因此鐵損也是極小的,因而進(jìn)一步增加了工作的可靠性[2]。</p><p>　　對(duì)于無刷直流機(jī)的控制器，當(dāng)前主要有專用集成電路(ASIC)控制器、微處理器(MCU)和數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)等三種方式。對(duì)于專用集成電路(ASIC-Application Specific Integrated Circuit)使用時(shí)靈活性較差，受到的限制過多。現(xiàn)在市面上的無刷直流機(jī)控

5、制器大多采用單片機(jī)來實(shí)現(xiàn)。應(yīng)用較多的是8096系列產(chǎn)品，但單片機(jī)的處理能力有限，特別是需要處理的數(shù)據(jù)量大、實(shí)時(shí)性和精度要求高時(shí)，單片機(jī)往往不再能滿足要求。</p><p>　　因此，人們便自然地想到了DSP(數(shù)字信號(hào)處理器)。由于DSP可對(duì)輸入輸出數(shù)據(jù)進(jìn)行高速處理，特別是DSP器件還提供了高度專業(yè)化的指令集，提高了數(shù)字濾波器的運(yùn)算速度，這樣使得它在控制器的規(guī)則實(shí)施、矢量控制和矩陣變換方面具有得天獨(dú)厚的優(yōu)勢。若要無

6、刷直流機(jī)完成一些較復(fù)雜的控制功能，如電壓電流雙閉環(huán)調(diào)速、轉(zhuǎn)子電流正弦波驅(qū)動(dòng)，則必須要用運(yùn)動(dòng)控制專用微處理器。運(yùn)動(dòng)控制專用微處理器種類很多，尤其以TI公司的TMS320C24系列將電機(jī)控制所需的外圍功能電路集成在一個(gè)DSP芯片內(nèi)，其具有體積小、結(jié)構(gòu)緊湊、易于使用、可靠性高的特點(diǎn)，運(yùn)算速度可達(dá)20～40MINPS，指令周期僅為幾十納秒，與普通的MCU相比，運(yùn)算及處理能力增強(qiáng)10～50倍，確保了系統(tǒng)具有更優(yōu)越的控制性能。因此，采用DSP作為控

7、制芯片將是今后的發(fā)展方向。另外，采用DSP的專用集成塊的另一優(yōu)點(diǎn)就是，可以降低系統(tǒng)對(duì)傳感器等外圍器件的要求，通過復(fù)雜的算法可以達(dá)到同樣的控制性能。</p><p><b>　　1 無刷直流電動(dòng)機(jī)</b></p><p>　　本文針對(duì)有刷直流電動(dòng)機(jī)存在換向火花、機(jī)械換向困難、磨損嚴(yán)重等缺點(diǎn)，提出了采用無刷直流機(jī)來代替有刷直流電動(dòng)機(jī)，來提高控制系統(tǒng)的控制質(zhì)量,本文設(shè)計(jì)了無

8、刷直流機(jī)的數(shù)字控制方法。由于DSP具有處理數(shù)據(jù)量大、實(shí)時(shí)性好和精度高等優(yōu)點(diǎn),所以本文控制器采用的是DSP。此系統(tǒng)的雙閉環(huán)就是通過DSP軟件編程實(shí)現(xiàn)的，比起以往的用模擬器件實(shí)現(xiàn)的控制系統(tǒng)，其整個(gè)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)比較簡單、控制精度高并且具有很強(qiáng)的靈活性，系統(tǒng)可根據(jù)用戶的控制要求只需更改設(shè)定參數(shù)（即指令操作數(shù)）就可以實(shí)現(xiàn)其控制結(jié)果。</p><p>　　本文對(duì)無刷直流機(jī)的結(jié)構(gòu)和工作原理做了簡單的介紹，以為了更好地理解無刷直流機(jī)

9、控制系統(tǒng)。雖然用位置傳感器檢測轉(zhuǎn)子位置的方法比較直接，但位置傳感器必須安裝在電動(dòng)機(jī)軸上，使電動(dòng)機(jī)更加笨重，并且增加了整個(gè)系統(tǒng)的機(jī)械磨損等，所以本文采用了無位置傳感器方法來獲得轉(zhuǎn)子位置信號(hào),本文采用反電勢檢測法。為了使整個(gè)系統(tǒng)能夠可靠運(yùn)行，因而采用了轉(zhuǎn)速電流雙閉環(huán)，轉(zhuǎn)速環(huán)和電流環(huán)都采用PI調(diào)節(jié)器。</p><p>　　1.1 無刷直流電動(dòng)機(jī)的結(jié)構(gòu)</p><p>　　無刷直流機(jī)的轉(zhuǎn)子是由永磁

10、材料制成的,具有一定磁極對(duì)數(shù)的永磁體。為了能產(chǎn)生梯形波感應(yīng)電動(dòng)勢，無刷直流機(jī)的轉(zhuǎn)子磁鋼的形狀呈弧形（瓦片狀），氣隙磁場呈梯形分布。定子上有電樞，這一點(diǎn)與永磁有刷直流電動(dòng)機(jī)正好相反。無刷直流機(jī)的定子電樞繞組采用整距集中式繞組，繞組的相數(shù)有二、三、四、五相，但應(yīng)用最多的是三相和四相。各項(xiàng)繞組分別與外部的電子開關(guān)電路相連，開關(guān)電路中的開關(guān)管受位置傳感器的信號(hào)控制。</p><p>　　無刷直流機(jī)的工作離不開電子開關(guān)的電

11、路，因此由電動(dòng)機(jī)本體、轉(zhuǎn)子位置傳感器和電子開關(guān)電路三部分組成了無刷直流機(jī)控制系統(tǒng)。其原理框圖如圖1-1所示。圖中，直流電源通過開關(guān)電路向電動(dòng)機(jī)定子繞組供電，位置傳感器隨時(shí)檢測到轉(zhuǎn)子所處位置，并根據(jù)轉(zhuǎn)子的位置信號(hào)來控制開關(guān)管的導(dǎo)通和截止。從而自動(dòng)地控制了哪些繞組通電，哪些繞組斷電，實(shí)現(xiàn)了電子換向[4]。</p><p>　　圖1-1無刷直流電動(dòng)機(jī)原理框圖</p><p>　　Fig.1-1

12、The diagram of block diagram of brushless DC motor</p><p>　　1.2 無刷直流機(jī)的工作原理</p><p>　　普通直流電動(dòng)機(jī)的電樞在轉(zhuǎn)子上，而定子產(chǎn)生固定不動(dòng)的磁場。為了使直流電動(dòng)機(jī)旋轉(zhuǎn)，需要通過換向器和電刷不斷的改變電樞繞組中電流的方向，使兩個(gè)磁場的方向始終保持相互垂直，從而產(chǎn)生恒定的轉(zhuǎn)矩驅(qū)動(dòng)電動(dòng)機(jī)不斷旋轉(zhuǎn)。</p>

13、;<p>　　無刷直流機(jī)為了去掉電刷，將電樞放到定子上去，而轉(zhuǎn)子做成永磁體，這樣的結(jié)構(gòu)正好與普通電動(dòng)機(jī)相反。然而即使這樣改變還不夠，因?yàn)槎ㄗ由系碾姌型ㄈ胫绷麟娨院?，只能產(chǎn)生不變的磁場電動(dòng)機(jī)依然轉(zhuǎn)不起來。為了使電動(dòng)機(jī)的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)起來，必須使定子電樞各相繞組不斷地?fù)Q相通電，這樣才能使定子磁場隨著轉(zhuǎn)子的位置不斷地變化，使定子磁場與轉(zhuǎn)子永磁磁場始終保持90o左右的空間角，產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩推動(dòng)轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)[5]。在換相的過程中，定子各項(xiàng)繞組在工作氣

14、隙中所形成的旋轉(zhuǎn)磁場是跳躍式運(yùn)動(dòng)。這種旋轉(zhuǎn)磁場在一周有三種狀態(tài)，每種狀態(tài)持續(xù)120o。它們跟蹤轉(zhuǎn)子，并與轉(zhuǎn)子的磁場相互作用，能夠產(chǎn)生推動(dòng)轉(zhuǎn)子繼續(xù)轉(zhuǎn)動(dòng)的轉(zhuǎn)矩。</p><p>　　無刷直流機(jī)有多相結(jié)構(gòu)，每種電動(dòng)機(jī)可分為半橋驅(qū)動(dòng)、全橋驅(qū)動(dòng)，全橋驅(qū)動(dòng)又可分為星形和角形聯(lián)結(jié)以及不同的通電方式。因此，不同的選擇會(huì)使電動(dòng)機(jī)產(chǎn)生不同的性能并且成本也不相同。以下對(duì)此作一個(gè)對(duì)比:</p><p><b

15、>　　1)繞組利用率</b></p><p>　　不像普通直流電動(dòng)機(jī)那樣，無刷直流機(jī)的繞組是斷續(xù)通電的。適當(dāng)?shù)靥岣呃@組通電率將可以使同時(shí)通電導(dǎo)體數(shù)增加，使電阻下降，提高效率。從這個(gè)角度來看，三相比四相好，四相比五相好，全橋比半橋好。</p><p><b>　　2)轉(zhuǎn)矩的波動(dòng)</b></p><p>　　無刷直流機(jī)的輸出轉(zhuǎn)矩波

16、動(dòng)比普通直流電動(dòng)機(jī)的大。因此希望盡量減小轉(zhuǎn)矩波動(dòng)。一般相數(shù)越多，轉(zhuǎn)矩波動(dòng)越小。全橋驅(qū)動(dòng)比半橋驅(qū)動(dòng)的波動(dòng)小。</p><p><b>　　3)電路成本</b></p><p>　　相數(shù)越多，驅(qū)動(dòng)電路所使用的開關(guān)管越多，成本越高。全橋驅(qū)動(dòng)比半橋驅(qū)動(dòng)所使用的開關(guān)管多一倍，因此成本要高。多相電動(dòng)機(jī)的結(jié)構(gòu)復(fù)雜，成本也高。</p><p>　　綜合上述分析

17、，目前以三相星形全橋驅(qū)動(dòng)方式應(yīng)用最多。</p><p>　　1.3 三相無刷直流機(jī)星形聯(lián)結(jié)全橋驅(qū)動(dòng)原理</p><p>　　驅(qū)動(dòng)電路開關(guān)管的控制原理可用圖1-2加以說明（圖中假設(shè)轉(zhuǎn)子只有一對(duì)磁極，定子繞組A、B、C三相對(duì)稱，按每極每相60o相帶分布）。</p><p>　?。╝）A相正向通電，B相反向通電 （b）轉(zhuǎn)過60o</p&g

18、t;<p>　?。╟）繼續(xù)旋轉(zhuǎn) （d）A相正向通電，C相反向通電轉(zhuǎn)過60o</p><p>　　（e）B相正向通電，C相反向通電 （f）轉(zhuǎn)過60o</p><p>　　（g）B相正向通電，A相反向通電 （h）轉(zhuǎn)過60o</p><p>　　圖1-2 無刷直流機(jī)轉(zhuǎn)

19、子位置與換相的關(guān)系</p><p>　　Fig.1-2 The diagram of brushless DC motor rotor position and commutation relations </p><p>　　假設(shè)當(dāng)轉(zhuǎn)子處于圖1-1（a）位置時(shí)為0o ，相帶A′、B、C′在N級(jí)下，相帶A、B'、C在S級(jí)下，這時(shí)A相正向通電，B相反向通電，C相不通電，各相通電波形見

20、圖1-3，產(chǎn)生的定子磁場與轉(zhuǎn)子磁場相互作用，使轉(zhuǎn)子逆時(shí)針恒速轉(zhuǎn)動(dòng)。</p><p>　　當(dāng)轉(zhuǎn)過60o角后，轉(zhuǎn)子位置如圖（b）所示。這時(shí)如果轉(zhuǎn)子繼續(xù)轉(zhuǎn)下去就進(jìn)入圖（c）所示的位置，這樣就會(huì)使同一磁極下的電樞繞組中有部分導(dǎo)體的電流方向不一致，它們互相抵消，削弱磁場，使電磁轉(zhuǎn)矩減小。因此，為了避免出現(xiàn)這樣的結(jié)果，當(dāng)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)到圖（b）的位置時(shí)，就必須換相，使B相斷電，C相反相通電。</p><p>

21、　　轉(zhuǎn)子繼續(xù)旋轉(zhuǎn)，轉(zhuǎn)過60o角后到圖（d）所示位置。根據(jù)上面講的道理必須要進(jìn)行換相，即A相斷電，B相正相通電，（e）所示。</p><p>　　轉(zhuǎn)子再轉(zhuǎn)過60o角，如圖（f）所示位置，再進(jìn)行換相，使C相斷電，A相反向通電，如圖（g）所示。</p><p>　　這樣如此下去，轉(zhuǎn)子每轉(zhuǎn)過60o角就換相一次，相電流按圖所示的順序進(jìn)行斷電和通電，電動(dòng)機(jī)就會(huì)平穩(wěn)地旋轉(zhuǎn)下去。</p>&

22、lt;p>　　按圖1-1的驅(qū)動(dòng)方式，就可以得到如圖1-2所示的電流和感應(yīng)電動(dòng)勢波形。</p><p>　　以A相為例，在轉(zhuǎn)子位于0o～120o區(qū)間內(nèi)，相帶始終在S磁極下，相帶A′始終在N極下，所以感應(yīng)電動(dòng)勢是恒定的。在轉(zhuǎn)子位于120o～180o區(qū)間內(nèi)，隨著A相的斷電，相帶A相和相帶A′相分別同時(shí)逐漸全部進(jìn)入N極下和S極下，實(shí)現(xiàn)換極。由于磁極的改變，使感應(yīng)電動(dòng)勢的方向也隨之改變，經(jīng)過過零后點(diǎn)后變成正值。在轉(zhuǎn)子

23、位于180o～300o區(qū)間內(nèi)，A相反向通電，相帶A和相帶A′仍然分別在N磁極下和S極下，獲得恒定的負(fù)感應(yīng)電動(dòng)勢。在轉(zhuǎn)子位于300o～360o區(qū)間內(nèi)，A相斷電，相帶A相和相帶A′相又進(jìn)行換極，感應(yīng)電動(dòng)勢的方向再次改變，經(jīng)過過零點(diǎn)后變成正值。因此，感應(yīng)電動(dòng)勢是梯形波，且其平頂部分恰好包含了120o電流方波。轉(zhuǎn)子每轉(zhuǎn)一周，感應(yīng)電動(dòng)勢變化一個(gè)周期。</p><p>　　圖1-3電流與感應(yīng)電動(dòng)勢波形</p>

24、<p>　　Fig.1-3 The diagram of current and induced voltage waveforms</p><p>　　對(duì)于B相和C相，感應(yīng)電動(dòng)勢的波形也是如此，只不過在相位上滯后于A相120o和240o。實(shí)際上，感應(yīng)電動(dòng)勢的梯形波形取決于轉(zhuǎn)子永磁體供磁磁場和定子繞組空間分布，以及兩者的匹配情況。感應(yīng)電動(dòng)勢的梯形波有利于電動(dòng)機(jī)產(chǎn)生一個(gè)恒定的轉(zhuǎn)矩。由于在換相時(shí)電流不能突變

25、，因此實(shí)際的相電流波形不是純粹的方波，而是接近方波的梯形波，這會(huì)使轉(zhuǎn)矩產(chǎn)生波紋。</p><p>　　根據(jù)圖1-1的通斷順序，三相星形聯(lián)結(jié)全橋驅(qū)動(dòng)的通電規(guī)律如表1-1所列</p><p>　　表1-1 三相星形聯(lián)結(jié)全橋驅(qū)動(dòng)的通電規(guī)律</p><p>　　Tab.1-1 Table of star-connected three-phase full-bridge d

26、river of the power law</p><p>　　1.4 無刷直流機(jī)的運(yùn)行特性和調(diào)速原理</p><p>　　設(shè)轉(zhuǎn)子永久磁鐵所產(chǎn)生的磁場在電動(dòng)機(jī)氣隙中是按正弦分布，轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)角為時(shí)，。當(dāng)定子繞組某相通過直流電流時(shí)，電動(dòng)機(jī)產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩為：</p><p>　　………………………………………（1-1）</p><p><b>

27、　　式中,為相導(dǎo)體數(shù)；</b></p><p><b>　　為導(dǎo)體的有效長度；</b></p><p><b>　　為氣隙磁通最大值；</b></p><p><b>　　r為氣隙半徑；</b></p><p>　　I為定子繞組相電流。</p><

28、;p>　　無刷直流機(jī)的電壓平衡方程式為：</p><p>　　…………………………………………（1-2）</p><p>　　……………………………………………………………（1-3）</p><p>　　………………………………………………………………（1-4）</p><p>　　則可寫出機(jī)械特性方程式為:</p>&l

29、t;p>　　……………………………（1-5）</p><p>　　式中，為電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)速，；</p><p>　　U為直流電源電壓，V；</p><p>　　為功率晶體管壓降，V；</p><p>　　為電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)矩平均值，；</p><p><b>　　R為電動(dòng)機(jī)內(nèi)阻，；</b></p&g

30、t;<p>　　、分別為電勢系數(shù)、轉(zhuǎn)矩系數(shù)。</p><p>　　和直流電動(dòng)機(jī)一樣，當(dāng)U變化時(shí)即改變，電動(dòng)機(jī)可以進(jìn)行無級(jí)調(diào)速。但實(shí)際的無刷直流機(jī)調(diào)速系統(tǒng)使用微機(jī)控制，把檢測到的端電壓信號(hào)送到DSP，計(jì)算出電動(dòng)機(jī)的轉(zhuǎn)速，再與給定的轉(zhuǎn)速比較，輸出PWM信號(hào)，控制開關(guān)管的通斷，從而控制電動(dòng)機(jī)電流（電壓）大小，是電動(dòng)機(jī)的轉(zhuǎn)速變化。其調(diào)速原理是通過電子開關(guān)把交變的方波電流送入定子繞組，由開關(guān)頻率的變化引起電動(dòng)

31、機(jī)轉(zhuǎn)速的變化[7]。</p><p>　　2 系統(tǒng)硬件平臺(tái)設(shè)計(jì) </p><p>　　2.1 系統(tǒng)總體方案設(shè)計(jì)</p><p>　　系統(tǒng)總體的硬件電路可分為以下幾個(gè)部分:</p><p>　　DSP控制系統(tǒng)電路設(shè)計(jì)</p><p><b>　　功率主電路設(shè)計(jì)</b></p><

32、p><b>　　檢測電路設(shè)計(jì)</b></p><p>　　故障處理保護(hù)電路設(shè)計(jì)。系統(tǒng)的總體的硬件框圖如圖2-1所示</p><p>　　圖2-1系統(tǒng)總體硬件框圖</p><p>　　Fig.2-1 The diagram of overall system hardware block diagram</p><p&g

33、t;　　前級(jí)整流濾波電路提供給整個(gè)系統(tǒng)穩(wěn)定的直流電源；逆變電路選用的是IPM模塊，由DSP提供的6路PWM信號(hào)經(jīng)過高速光耦的隔離后經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)從而控制電機(jī)的運(yùn)轉(zhuǎn)；反電動(dòng)勢檢測電路則是提供給DSP信號(hào)用來確定轉(zhuǎn)子位置的。保護(hù)電路則是對(duì)整個(gè)系統(tǒng)提供安全的保護(hù)措施，包括過壓、欠壓等。</p><p><b>　　2.2 功率主電路</b></p><p>　　由于無刷直流

34、機(jī)的供電電壓為直流，在其定子中流過的是交流電的原因，所以對(duì)于系統(tǒng)的主電路來說采用常用的交-直-交變換。</p><p>　　圖2-2交直變換電路結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　Fig.2-2 The diagram of AC-DC converter chart</p><p>　　交直部分采用三相橋式不可控整流電路(電路圖如2-2所示)，用來提供電路所需的直流電壓。

35、濾波電容C1用來穩(wěn)定直流電壓，降低直流電源的輸出阻抗。其中A, B, C三相為從DSP系統(tǒng)開發(fā)控制板輸出的三相交流電。</p><p>　　圖2-3直交變換電路圖</p><p>　　Fig.2-3 The diagram of orthogonal transform circuit</p><p>　　直交變換部分(電路圖如圖3-3所示)采用三菱公司的第三代“智

36、能功率模塊”(IPM )。IPM（Intelligent Power Module）智能電力電子模塊是電力電子集成電路PIC（Power Integrated Circuit）的一種。由于高度集成化使模塊結(jié)構(gòu)十分緊湊，避免了由于分布參數(shù)、保護(hù)延遲等帶來的一系列技術(shù)難題，是變頻器的可靠性得到進(jìn)一步提高。以下是介紹變頻器中最常用的以IGBT為主開關(guān)器件的IPM。</p><p>　　2.2.1 IPM模塊的內(nèi)部結(jié)構(gòu)&

37、lt;/p><p>　　圖2-4 IPM的等效電路圖</p><p>　　Fig.2-4 The diagram of IPM 's equivalent circuit</p><p>　　由圖2-4可見，IPM[9]是一種包括反并聯(lián)續(xù)流二極管在內(nèi)的由IGBT組成的逆變器。在此電路中，功率變換由6個(gè)IGBT開關(guān)管及續(xù)流二極管構(gòu)成三相逆變橋。六個(gè)IGBT開關(guān)管的

38、開關(guān)觸發(fā)信號(hào)受TMS320LF2407A DSP芯片所輸出的六路PWM波的控制，開關(guān)管有規(guī)律的通斷將直流電逆變?yōu)榻涣麟娞峁┙o無刷直流機(jī)的三相定子。</p><p>　　從這可以看出，所謂無刷直流機(jī)實(shí)際上在其定子中流過的是交流電，只是其供電電流是直流電而己，這一點(diǎn)與有刷直流電機(jī)是相同的。</p><p>　　2.2.2 IGBT驅(qū)動(dòng)電路</p><p>　　本系統(tǒng)的I

39、GBT門極觸發(fā)采用的是日本東芝公司TA8316AS，通過大電流直接驅(qū)動(dòng)IGBT。其內(nèi)部和控制電路連接如圖：</p><p>　　圖2-5 TA8316AS內(nèi)部和控制電路圖</p><p>　　Fig.2-5 The diagram of TA8316AS internal and control circuit</p><p>　　表2-1 TA8361AS引腳功能

40、表</p><p>　　Tab.2-1Table of TA8361AS pin Menu</p><p>　　2.3 位置檢測電路</p><p>　　無刷電動(dòng)機(jī)是一閉環(huán)的機(jī)電一體化系統(tǒng)，它是通過轉(zhuǎn)子磁極位置信號(hào)作為電子開關(guān)線路的換相信號(hào)，因此，準(zhǔn)確檢測轉(zhuǎn)子位置，并根據(jù)轉(zhuǎn)子位置及時(shí)對(duì)功率器件進(jìn)行切換，是無刷直流機(jī)正常運(yùn)行的關(guān)鍵。</p><p&

41、gt;　　為適應(yīng)無刷電動(dòng)機(jī)的進(jìn)一步發(fā)展，無位置傳感器應(yīng)運(yùn)而生，它一般利用電樞繞組的感應(yīng)反電動(dòng)勢來間接獲得轉(zhuǎn)子磁極位置，與直接檢測法相比，省去了位置傳感器，簡化了電動(dòng)機(jī)本體結(jié)構(gòu)，取得了良好的效果，并得到了廣泛的應(yīng)用。因此本系統(tǒng)采用無位置傳感器方法進(jìn)行位置檢測。</p><p>　　2.3.1 常用的無位置傳感器位置檢測方法</p><p>　　反電勢檢測法[10]</p>&l

42、t;p>　　對(duì)于常見的兩相導(dǎo)通三相六狀態(tài)工作方式，除了換向的瞬間之外，在任意時(shí)刻，電機(jī)總有一相繞組處于斷電狀態(tài)。當(dāng)斷電相繞組的反電勢過零之后，再經(jīng)過電角度，就是該點(diǎn)的換向點(diǎn)。因此，只要檢測到各相繞組反電勢的過零點(diǎn)，就可確定電機(jī)的轉(zhuǎn)子位置和下次換流的時(shí)間。由于反電勢難以直接測取，通常通過檢測端電壓間接獲得反電勢過零點(diǎn)。故這種方法又稱為端電壓檢測法。</p><p>　　反電勢法的缺陷是當(dāng)電機(jī)在靜止或低速運(yùn)行時(shí)

43、，反電勢為0或太小，因而無法利用。一般采用專門的啟動(dòng)電路，使電機(jī)以他控變頻方式起動(dòng)，當(dāng)電機(jī)具有一定的初速度和電動(dòng)勢后，在切換到自控變頻狀態(tài)。這個(gè)過程稱為三段式起動(dòng)，包括轉(zhuǎn)子定位、加速和運(yùn)行狀態(tài)切換三個(gè)階段。</p><p>　　2.3.2 反電勢過零檢測原理</p><p>　　三相無刷直流機(jī)每轉(zhuǎn)60o就需要換向一次，每轉(zhuǎn)一轉(zhuǎn)需要換向六次，因此需要六個(gè)換向信號(hào)。每相的感應(yīng)電動(dòng)勢都有2個(gè)過零

44、點(diǎn)，這樣三相共有六個(gè)過零點(diǎn)。如果能夠通過一種方法測量和計(jì)算出這六個(gè)過零點(diǎn)，再將其延遲30o，就可以獲得六個(gè)換相信號(hào)。感應(yīng)電動(dòng)勢位置檢測法正是利用了這一原理[4]來實(shí)現(xiàn)位置檢測。</p><p>　　圖2-5電動(dòng)機(jī)定子某一相電模型</p><p>　　Fig.2-5 The diagram of stator a-phase model</p><p>　　圖2-5給

45、出了電動(dòng)機(jī)某一相的模型。圖中，L為相電感；R為相電阻；為相感應(yīng)電動(dòng)勢；為相電流；為相電壓；為星形聯(lián)結(jié)中性點(diǎn)電壓。根據(jù)圖2-5，可以列出相電壓方程:</p><p>　　………………………………(2-2）</p><p>　　對(duì)于三相無刷直流機(jī)，每次只有兩相通電，兩相通電電流方向相反，同時(shí)另一相斷電，相電流為零。因此，利用這個(gè)特點(diǎn)，將X分別等于A、B、C代入式（2-2），列出A、B、C三相的

46、電壓方程，并將三個(gè)方程相加，使RIX項(xiàng)和項(xiàng)相抵消，可以得到:</p><p>　　……………………………（2-3）</p><p>　　由圖2-5可見，無論哪個(gè)相的感應(yīng)電動(dòng)勢的過零點(diǎn)，都存在的關(guān)系成立。因此在感應(yīng)電動(dòng)勢過零點(diǎn)有:</p><p>　　…………………………………………（2-4）</p><p>　　對(duì)于斷電的那一相，，因此根據(jù)式

47、（2-2），其感應(yīng)電動(dòng)勢為:</p><p>　　……………………………………………（2-5）</p><p>　　所以，只要測量出各相的相電壓、、，根據(jù)式（2-4）計(jì)算出，就可以通過式（2-5）計(jì)算出任一斷電相的感應(yīng)電動(dòng)勢。通過判斷感應(yīng)電動(dòng)勢的符號(hào)變化，來確定過零點(diǎn)時(shí)刻。 </p><p>　　2.3.3 反電勢過零檢測電路的組成</p>&l

48、t;p>　　反電勢過零檢測法是通過將電動(dòng)機(jī)電樞繞組的端電壓與電樞中性點(diǎn)電壓比較得反電勢過零點(diǎn)，從而確定轉(zhuǎn)子磁極的位置，其檢測電路由端電壓檢測、低通濾波、過零比較和光電隔離等環(huán)節(jié)組成，如圖2-6所示[5]。</p><p>　　圖2-6 無位置傳感器位置檢測電路結(jié)構(gòu)</p><p>　　Fig.2-6 The diagram of sensorless position detecti

49、on circuit</p><p>　　由于端電壓不是完全的梯形波，總帶有毛刺和諧波干擾，這些干擾將嚴(yán)重影響反電動(dòng)勢過零點(diǎn)的正確檢測，為此必須對(duì)其進(jìn)行深度濾波。濾波后的端電壓檢測信號(hào)與電機(jī)的中性點(diǎn)電壓進(jìn)行比較，獲得反電動(dòng)勢的過零點(diǎn)。為了避免電壓過高損壞DSP，必須將反電動(dòng)勢過零點(diǎn)信號(hào)經(jīng)過光電隔離。</p><p>　　為了計(jì)算不通電相的感應(yīng)電動(dòng)勢，需要測量三個(gè)相電壓。與有位置傳感器的硬件

50、電路不同的是，反電勢檢測電路取代了位置傳感器和測量電路，采用廉價(jià)的分壓電阻和濾波電容組成反電勢過零檢測電路。反電勢檢測電路如圖2-7所示。</p><p>　　圖2-7端電壓檢測電路及其與DSP接口</p><p>　　Fig.2-7 The diagram of terminal voltage detection circuit and its DSP interface</p&

51、gt;<p>　　該電路采用分壓電阻檢測三相端電壓，檢測到的信號(hào)經(jīng)過隔離、放大后分別送到TMS320LF2407A的ADCIN01～ADCIN03通道。圖中，HCPL7800為高模抑制比隔離運(yùn)算放大器，雙電源供電，具有良好的線形度，在高噪聲環(huán)境下也能保證較高的精度和穩(wěn)定性。TMS320LF2407A的工作電壓為3.3V，故采用集成運(yùn)算放大LF353將電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為0～3V單極性電壓信號(hào)。圖中的為星型連接定子繞組的對(duì)地端點(diǎn)壓

52、，R1,R2為分壓電阻，電容起濾波作用。為經(jīng)分壓濾波后的電壓。端點(diǎn)壓經(jīng)分壓后的電壓經(jīng)隔離放大后送入DSPTMS320LF2407A的ADCIN0x。此分壓電路的分壓比為:</p><p>　　……………………………………………… (2-6)</p><p>　　在選擇R1, R2的值時(shí)，為了保護(hù)DSP芯片的ADC轉(zhuǎn)換模塊不因的值過大而損壞ADC轉(zhuǎn)換模塊，所以應(yīng)適當(dāng)減小分壓比。但是當(dāng)分壓比過

53、小即過小時(shí)就會(huì)給控制算法帶來一定的測量誤差。因?yàn)楫?dāng)端電壓一定時(shí)，分壓比越小則分壓電壓越小。而就是ADC模塊的轉(zhuǎn)換電壓，而轉(zhuǎn)換電壓越低則ADC模塊的測量誤差也就越大。在應(yīng)用反電勢算法進(jìn)行轉(zhuǎn)子位置檢測時(shí)，由于在起動(dòng)的過程中，反電勢很小。如果經(jīng)很小的分壓比分壓，則進(jìn)入DSP的ADC模塊的電壓值更小從而帶來測量誤差，從而進(jìn)一步影響電機(jī)的起動(dòng)、換相。所以對(duì)于分壓比的選擇應(yīng)采取“適度”的原則。</p><p>　　由于濾波電

54、容與分壓電阻R2相并聯(lián)，所以應(yīng)注意對(duì)電容的選擇。對(duì)于R1值與R2相比不可過小。因?yàn)槿绻鸕1過小則會(huì)造成對(duì)分壓電阻R2的短路，使其失去作用。</p><p>　　實(shí)際由于端點(diǎn)壓信號(hào)不是完全的梯形波，而總帶有干擾信號(hào)。這些干擾信號(hào)將影響過零點(diǎn)的正確檢測。因此在以往的設(shè)計(jì)方法中一般都對(duì)電壓信號(hào)進(jìn)行了深度的濾波處理，但同時(shí)也產(chǎn)生了位移，使換相信號(hào)處理復(fù)雜化。本系統(tǒng)中充分利用了DSP高效的運(yùn)算處理能力。在程序中采用了軟件濾

55、波的方法。同時(shí)反電勢過零點(diǎn)的測定，及過零點(diǎn)移相30o換相等處理都由軟件實(shí)現(xiàn)。從而省去了以往硬件設(shè)計(jì)當(dāng)中采用的濾波電路、電壓比較電路、及移相電路等硬件電路。</p><p>　　2.4 電流檢測與保護(hù)電路</p><p>　　對(duì)于兩相導(dǎo)通三相六狀態(tài)無刷直流機(jī)，在任意時(shí)刻，只有兩相繞組通電，電流從一相繞組流入，再從一相繞組流出，電流大小與直流側(cè)電流大小相等。這樣，只需要在直流側(cè)接入一個(gè)采樣電阻

56、就可以檢測導(dǎo)通相的電流。</p><p>　　圖2-8 電流檢測與保護(hù)電路原理</p><p>　　Fig.2-8 The diagram of current detection and protection circuit</p><p>　　如圖2-8示，電流信號(hào)通過檢測采樣電阻R兩端的電壓得到。電流檢測信號(hào)一方面作為DSP的過流保護(hù)信號(hào)，接至DSP的引腳；另

57、一方面作為電流環(huán)的反饋信號(hào)，輸入到DSP的ADCIN00引腳。</p><p>　　過流檢測是為了防止電機(jī)過載、起動(dòng)或異常運(yùn)行時(shí)由于電流過大而對(duì)控制電路、功率逆變器和電動(dòng)機(jī)本體的損害而設(shè)計(jì)的。在直流側(cè)串聯(lián)一個(gè)采樣電阻，通過將采樣電阻兩端電壓進(jìn)行比較來確定主電路電流是否過流，過流信號(hào)送至DSP的中斷引腳，封鎖功率開關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。如圖2-8所示，其中電容C1和C2的作用是濾去采樣電阻兩端電壓的高頻干擾信號(hào)，防止過電流

58、誤動(dòng)作。采樣電阻應(yīng)根據(jù)最大允許電流的限值來選取，其阻值以端電壓為0.5V為基準(zhǔn)。由于TMS320LF2407A的A/D轉(zhuǎn)換單元輸入信號(hào)的電壓范圍為0～3.3V，而電流采樣信號(hào)比較小，所以需要進(jìn)行放大。同時(shí)為了保護(hù)DSP不因過流信號(hào)而損壞，還應(yīng)該對(duì)電流信號(hào)進(jìn)行隔離。具體的放大電路可參照端電壓檢測電路。</p><p>　　2.5 故障處理和保護(hù)電路</p><p>　　2.5.1 故障處理電

59、路</p><p>　　為保證系統(tǒng)中功率電路安全可靠地工作，DSP控制器提供了功率驅(qū)動(dòng)保護(hù)中斷。當(dāng)器件功率保護(hù)輸入引腳被置為低電平時(shí)，DSP內(nèi)部定時(shí)器立即停止計(jì)數(shù)，所有PWM輸出管腳全部呈現(xiàn)高祖態(tài)。利用它可方便地實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的各種保護(hù)功能。</p><p>　　故障處理電路原理如圖2-9所示，過電壓、欠電壓、過電流的各種故障信號(hào)一方面輸入或非門（如CD4078），一方面送入DSP進(jìn)行判別。當(dāng)任

60、一種故障發(fā)生時(shí)，或非門輸出一個(gè)低電平信號(hào)，向DSP申請(qǐng)故障中斷，封鎖PWM輸出，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的保護(hù)功能</p><p>　　圖2-9 故障處理原理圖</p><p>　　Fig.2-9 The diagram of schematic Troubleshooting</p><p>　　2.5.2 過欠電壓保護(hù)電路 </p><p>　　D

61、SP實(shí)時(shí)監(jiān)測交流母線電壓，當(dāng)電網(wǎng)電壓過低或過高時(shí)，關(guān)閉逆變器，使控制器不會(huì)損壞。電機(jī)在起動(dòng)過程中，如果出現(xiàn)了欠壓的情況，電機(jī)將起動(dòng)不了，會(huì)使電機(jī)出現(xiàn)堵轉(zhuǎn)的現(xiàn)象，從而對(duì)系統(tǒng)造成損壞。為了避免上述情況，我們?cè)O(shè)計(jì)了下面的電路如圖2-10。</p><p>　　圖2-10過、欠電壓保護(hù)原理圖</p><p>　　Fig.2-10 The diagram of over-voltage,under-

62、voltage protection schematic</p><p>　　過、欠壓保護(hù)電路[12]的輸入電壓IN必須能反映三相交流輸入電源的變化，這樣當(dāng)三相交流電出現(xiàn)過壓或者是欠壓時(shí)，過、欠壓保護(hù)電路的輸入電壓IN就會(huì)發(fā)生變化，輸出端的信號(hào)LOWVOL和OVERVOL就會(huì)輸出信號(hào)給控制電路進(jìn)行處理。 </p><p>　　如圖2-10所示，系統(tǒng)采用信號(hào)變壓器，原邊為三相交

63、流電壓的某線電壓，變比為380：10，通過橋式整流，將副邊的交流信號(hào)轉(zhuǎn)換成直流電。按照在10%的范圍內(nèi)作為正常來衡量，標(biāo)定電位器W3和W4,W3標(biāo)定欠壓，W4標(biāo)定過壓。我們以比三相交流電正常供電電壓(380V)低10%(即幅值342V)為欠壓的標(biāo)準(zhǔn)線，即三相交流輸入電壓低于342V時(shí)(變壓器副邊電壓低于9V )為欠壓，此時(shí)為12.7V。以=12.7V為基準(zhǔn)，標(biāo)定W3使其中間抽頭輸出電壓為5V。這樣在輸入電壓在380V10%內(nèi)時(shí)，W3使其

64、中間抽頭輸出電壓一定高于5V,穩(wěn)壓二極管D3穩(wěn)壓使Q1的基極電壓穩(wěn)定為5V, Q1控制光耦U10的輸入端導(dǎo)通，從而使LOWVOL輸出“0”，而當(dāng)輸入幅值電壓低于342V時(shí)，W3中間抽頭輸出電壓一定低于5V，三極管Q1不工作，LOWVOL輸出“1”。同樣的原理應(yīng)用于過壓上，以比三相交流電正常供電電壓高10%（即幅值418V）時(shí)為過壓的標(biāo)準(zhǔn)線，即三相交流輸入電壓高于418V時(shí)（變壓器副邊電壓高于11V）為過壓，此時(shí)為15.5V。以=15.5

65、V為基準(zhǔn)，標(biāo)定W4使其中間抽頭輸出電壓為5V。這樣在輸入電壓在380V</p><p>　　表2-2 過欠壓信號(hào)真值表</p><p>　　Tab.2-2 Table of over-voltage,under-voltage signal truth table</p><p>　　可以看出，LOWVOL信號(hào)只有在發(fā)生欠壓時(shí)，為“1”，其它情況都為“0”。而OVE

66、RVOL信號(hào)只有在發(fā)生過壓時(shí)，為“0”，其它情況都為“1”。 </p><p>　　我們將LOWVOL取反后，通過故障保護(hù)電路送到DSP的引腳。同樣將OVERVOL信號(hào)送到DSP的引腳，就可以實(shí)現(xiàn)過、欠壓保護(hù)功能。電路原理圖如圖（2-10）所示。</p><p>　　圖2-10過、欠電壓信號(hào)輸出原理圖</p><p>　　Fig.2-10 The diagram o

67、f over-voltage,under-voltage signal output schematic</p><p>　　2.6 DSP控制電路設(shè)計(jì)</p><p>　　TMS320LF240X芯片為公司的MS320C200系列下的一種定點(diǎn)DSP芯片，特別適合于運(yùn)動(dòng)系統(tǒng)全數(shù)字化控制。它具有低成本、低功耗、高性能的處理能力。它將幾種外設(shè)集成到芯片內(nèi)，形成了真正的單芯片控制器，具有運(yùn)算速度

68、在30MPIS以上、外設(shè)集成度高、程序存儲(chǔ)量大（片內(nèi)FLASH）、ADC模塊的轉(zhuǎn)換速度快等特點(diǎn)。同時(shí)，該類芯片具有強(qiáng)大的外部通信接口（SCI、SPI、CAN）便于構(gòu)成大的控制系統(tǒng)。因此本系統(tǒng)選用DSP的型號(hào)為TMS320LF2407A。</p><p>　　2.6.1 TMS320LF2407A簡介</p><p>　　TMS320LF2407A[15]是TMS320C24x系列中功能最

69、高的一款DSP，該芯片與同系列其它DSP相比，有如下一些特點(diǎn)：</p><p>　　1)采用高性能靜態(tài)CMOS技術(shù)，供電電壓為3.3V，減小控制器的功耗；30MIPS的執(zhí)行速度使得指令周期縮短到33ns，從而提高了控制器的實(shí)時(shí)控制能力。</p><p>　　2)片內(nèi)高達(dá)32K字的FLASH程序存儲(chǔ)器，高達(dá)1.5K字的數(shù)據(jù)/程序RAM。544字雙端口RAM(DRRAM)和2K字的單口RAM(

70、 SARAM )。</p><p>　　3)兩個(gè)事件管理器模塊EVA和EVB，每個(gè)包括：兩個(gè)16位通用定時(shí)器；8個(gè)16位的脈寬調(diào)制(PWM)通道。它們能夠?qū)崿F(xiàn)：三相反相控制；PWM對(duì)稱和非對(duì)稱波形；當(dāng)外部引腳PDPINTx出現(xiàn)低電平時(shí)快速關(guān)閉PWM通道；可編程的PWM死區(qū)控制以防止上、下橋臂同時(shí)輸出觸發(fā)脈沖；3個(gè)捕獲單元；片內(nèi)光電編碼器接口電路；6通道A/D轉(zhuǎn)換器。事件管理器模塊適用于控制交流感應(yīng)電動(dòng)機(jī)、無刷直流

71、機(jī)、開保證關(guān)磁阻電機(jī)，步進(jìn)電機(jī)、多極電機(jī)和逆變器。</p><p>　　4)可擴(kuò)展的外部程序存儲(chǔ)器，總共192K字；64K字程序存儲(chǔ)器空間；64K字?jǐn)?shù)據(jù)存儲(chǔ)器空間；64K字I/O尋址空間。</p><p>　　5)看門狗定時(shí)器模塊(W和DT) ,保證程序運(yùn)行的安全性。</p><p>　　6)16通道10位A/D轉(zhuǎn)換器，最小轉(zhuǎn)換時(shí)間為500ns，可選擇兩個(gè)事件管理器

72、來觸發(fā)的兩個(gè)8通道輸入A/D轉(zhuǎn)換器或一個(gè)16位通道輸入的A/D轉(zhuǎn)換器。</p><p>　　7)控制器局域網(wǎng)(CAN)模塊。</p><p>　　8)串行通訊接口(SCI)。</p><p>　　9)16位的串行外設(shè)接口(SPI)。</p><p>　　10)基于鎖相環(huán)的時(shí)鐘發(fā)生器。</p><p>　　11)高達(dá)40

73、個(gè)可單獨(dú)編程或復(fù)用的通用輸入/輸出引腳(GPIO)。</p><p>　　12)32位累加器和32位中央算術(shù)邏輯單元（CALU）；16位*16位并行乘法器，可實(shí)現(xiàn)單指令周期的乘法運(yùn)算；5個(gè)外部中斷(電機(jī)驅(qū)動(dòng)保護(hù)、復(fù)位和兩個(gè)可屏蔽中斷)。</p><p>　　13)電源管理包括3種低功耗模式，并且能獨(dú)立將外設(shè)器件轉(zhuǎn)為低功耗模式。</p><p>　　2.6.2 起停電

74、路、DSP晶振及復(fù)位電路設(shè)計(jì)[16]</p><p><b>　　1)起停電路的實(shí)現(xiàn)</b></p><p>　　起動(dòng)、停止電路如圖3-15所示: </p><p>　　圖2-11起動(dòng)、停止控制電路圖</p><p>　　Fig.2-11 The diagram of start,stop control circuit

75、</p><p>　　起動(dòng)、停止電路都是最基本的RC充放電路?？刂齐姍C(jī)起動(dòng)，通過按按鈕SW2，START信號(hào)由高電平變?yōu)榈碗娖剑虳SP的ADCIN04(I/O) 多功能口，通過程序?qū)DCIN04（I/O）口配置成I/O口，當(dāng)DSP檢測到START信號(hào)變低時(shí)，系統(tǒng)便開始電機(jī)起動(dòng)程序。</p><p>　　而電機(jī)停機(jī)是通過SW1按鈕控制，STOP信號(hào)送DSP的ADCIN04(I/O)口，當(dāng)

76、SW1按下時(shí)，DSP檢測到高電平時(shí)，電機(jī)停轉(zhuǎn)。電阻R17和R18是為了防止在高電平到低電平的突變，起到續(xù)流的作用。</p><p><b>　　2)復(fù)位電路</b></p><p>　　系統(tǒng)的復(fù)位電路采用的為簡單實(shí)用的上電復(fù)位電路，電源剛加上時(shí)，TMS320LF240LF7A處于復(fù)位狀態(tài)，為低電平使芯片復(fù)位。為使芯片初始化正確一般應(yīng)保證為低電平至少3個(gè)CLKOUT周期

77、，即當(dāng)時(shí)鐘為20MHz時(shí)的600ns。但是，在上電后，系統(tǒng)的晶體振蕩器往往需要幾百毫秒的穩(wěn)定期，一般為100ms～200ms。</p><p>　　圖2-12 復(fù)位電路</p><p>　　Fig.2-12 The diagram of reset circuit</p><p>　　系統(tǒng)采用圖2-12電路的復(fù)位時(shí)間主要由R和C確定。A點(diǎn)電壓設(shè)V1=1.5V為低電平

78、與高電平的分界點(diǎn)，則:</p><p>　　……………………………………（2-7） </p><p>　　選擇R=100K ,C =4.7F,可得t1=167ms，隨后的施密特觸發(fā)器保證了低電平的持續(xù)時(shí)間至少為167ms，從而滿足系統(tǒng)復(fù)位要求。</p><p>　　實(shí)際應(yīng)用中，DSP的系統(tǒng)時(shí)鐘頻率較高，運(yùn)行過程中極有

79、可能會(huì)發(fā)生干擾和被干擾的現(xiàn)象，嚴(yán)重時(shí)系統(tǒng)會(huì)出現(xiàn)死機(jī)現(xiàn)象，所以，在以后的工作中，為了克服上述問題，硬件上必須做出相應(yīng)的處理。其中最有效的辦法是采用具有監(jiān)視(Watchdog)功能的復(fù)位電路。</p><p><b>　　3)晶振電路</b></p><p>　　給DSP芯片提供時(shí)鐘一般有兩種方法，一種是利用DSP芯片內(nèi)部提供的晶振電路，在DSP芯片的X1和X2CLKIN

80、之間連接一晶體可起動(dòng)內(nèi)部晶體振蕩器，這種方式的晶體應(yīng)為基本模式，且為并聯(lián)諧振。</p><p>　　第二種是將外部時(shí)鐘源直接輸入X2CLKIN引腳，X1懸空。采用封裝好的晶體振蕩器，這種方法使用方便，在實(shí)際應(yīng)用中得到了廣泛的應(yīng)用。在本系統(tǒng)中正是利用第二種方法提供給DSP芯片時(shí)鐘信號(hào)源，電路圖如圖2-13所示</p><p>　　4腳加3.3V電壓，2腳接地，就可在三腳得到所需的時(shí)鐘，1腳懸

81、空。系統(tǒng)中由于DSP的時(shí)鐘為20 MHz，所以選擇外部晶振為20MHz。對(duì)TMS320LF2407A與別的CPU(51和96)不一樣，時(shí)鐘分為三種，CPUCLOCK, SYSCLOCK和WATCHCLOCK，它們由DSP內(nèi)部的鎖相環(huán)時(shí)鐘模塊(PLL clock module)提供。其中CPUCLOCK它是由鎖相環(huán)時(shí)鐘模塊提供的最高頻率時(shí)鐘，為內(nèi)部CPU使用，DSP內(nèi)部所有的存儲(chǔ)器和任何直接與CPU總線直接連接的外圍設(shè)備，包括外部存儲(chǔ)器接

82、口，都是用CPUCLOCK。</p><p><b>　　圖2-13時(shí)鐘電路</b></p><p>　　Fig.2-13 The diagram of clock circuit</p><p>　　系統(tǒng)時(shí)鐘SYSCLOCK和看門狗時(shí)鐘都由CPU時(shí)鐘提供。系統(tǒng)時(shí)鐘，一般采用CPU時(shí)鐘頻率的1/2或1/4，供DSP的所有外圍設(shè)備總線上的設(shè)備使用

83、。而WATCHCLOCK時(shí)鐘頻率較低，為watchdog計(jì)數(shù)器和實(shí)時(shí)中斷模塊使用。</p><p><b>　　3系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)</b></p><p>　　3.1 無刷直流電動(dòng)機(jī)控制系統(tǒng)原理</p><p>　　無刷直流機(jī)工作在由位置檢測器控制逆變器開關(guān)管通段的“自控式”變頻方式下，逆變器的變頻是自動(dòng)完成的，并不需要控制系統(tǒng)加以干預(yù)及控制。要控

84、制電機(jī)的轉(zhuǎn)速就應(yīng)控制電機(jī)的轉(zhuǎn)矩，調(diào)節(jié)直流側(cè)電壓即可調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)速。</p><p>　　通常采用PWM（Pulse-Width Modulation,脈寬調(diào)制）調(diào)節(jié)方式，通過改變控制脈沖的占空比來調(diào)節(jié)輸入無刷直流機(jī)的平均直流電壓，以達(dá)到調(diào)速的目的。</p><p>　　無刷直流機(jī)系統(tǒng)通常采用轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)控制，系統(tǒng)原理圖如圖3-1所示。其中，ASR和ACR分別為轉(zhuǎn)速和電流調(diào)節(jié)器，通常采用PI算

85、法實(shí)現(xiàn)。速度為外環(huán)，電流為內(nèi)環(huán)，由于，電流調(diào)節(jié)的實(shí)際上是電磁轉(zhuǎn)矩。速度給定信號(hào)，與速度反饋信號(hào)送給速度調(diào)節(jié)器（ASR），速度調(diào)節(jié)器的輸出作為電流信號(hào)的參考值，與電流信號(hào)的反饋值一起送至電流調(diào)節(jié)器（ACR），電流調(diào)節(jié)器的輸出為電壓參考值，與給定載波比較后，形成PWM調(diào)制波，控制IPM模塊的實(shí)際輸出電壓。被確定要導(dǎo)通的相并不總是在導(dǎo)通，它受PWM輸出信號(hào)的控制，邏輯與單元的任務(wù)就是把換向信號(hào)和PWM信號(hào)結(jié)合起來，再送到IPM模塊。</

86、p><p>　　圖3-1無刷直流機(jī)系統(tǒng)原理圖</p><p>　　Fig.3-1 The diagram of brushless system diagram</p><p>　　3.2 PWM波的產(chǎn)生原理</p><p>　　PWM波[4]是一種脈寬可調(diào)的脈沖波，用于交、直流電動(dòng)機(jī)的電壓控制。定頻調(diào)寬是一種最常見的脈寬調(diào)制方式，它使脈沖波的頻

87、率保持不變，只調(diào)整脈沖寬度。</p><p>　　TMS320LF2407A DSP 設(shè)計(jì)了使用定時(shí)器周期值和比較器的比較值來實(shí)現(xiàn)產(chǎn)生PWM波的方法。周期值用于產(chǎn)生PWM波的頻率，比較值主要用于產(chǎn)生PWM的脈寬。因此，比較值要小于周期值。</p><p>　　根據(jù)使用比較器的不同，有兩種產(chǎn)生PWM波的方法：一種是使用定時(shí)器比較寄存器；另一種是使用比較單元。后者產(chǎn)生的PWM波可以加死區(qū)。&l

88、t;/p><p>　　1)利用定時(shí)器比較寄存器產(chǎn)生PWM波</p><p>　　每個(gè)定時(shí)器都有一個(gè)定時(shí)器比較寄存器TXCMPR和一個(gè)PWM輸出引腳TXPWM。利用定時(shí)器、定時(shí)器周期寄存器和比較寄存器，就可以在這個(gè)引腳上得到一個(gè)所謂對(duì)稱的或非對(duì)稱的PWM波。TXPWM引腳的輸出極性可以通過定時(shí)器控制寄存器GPTCONX的TXPIN位設(shè)置，其中包括強(qiáng)制高（輸出總是1）、強(qiáng)制低（輸出總是0）、高有效

89、（與波形發(fā)生器輸出極性相同）、低有效（與波形發(fā)生器輸出極性相反）。</p><p>　　a)非對(duì)稱PWM波的產(chǎn)生</p><p>　　將定時(shí)器的計(jì)數(shù)方式設(shè)置在連續(xù)增計(jì)數(shù)方式時(shí)產(chǎn)生非對(duì)稱波形。由于本論文采用對(duì)稱PWM波，所以此種方法不做過多介紹。</p><p>　　b)對(duì)稱PWM波的產(chǎn)生</p><p>　　將定時(shí)器的計(jì)數(shù)方式改為連續(xù)增/減計(jì)

90、數(shù)方式就會(huì)得到對(duì)稱的PWM波形，見圖3-2。在計(jì)數(shù)器初值為0且比較值小于周期值的條件下開始增計(jì)數(shù)。當(dāng)計(jì)數(shù)到與比較值相等時(shí)，TXPWM引腳發(fā)生跳變；繼續(xù)計(jì)數(shù)到與周期值相等時(shí)，計(jì)數(shù)器開始減計(jì)數(shù)；再次計(jì)數(shù)到與比較值相等時(shí)，TXPWM引腳發(fā)生第二次跳變；當(dāng)計(jì)數(shù)器減計(jì)數(shù)到0時(shí)，完成一個(gè)PWM周期，計(jì)數(shù)器開始新一輪的增計(jì)數(shù)。比較值的改變影響了PWM脈沖的兩邊波形，這就是對(duì)稱PWM波形的特點(diǎn)。</p><p>　　由圖3-2可

91、見，在對(duì)稱PWM波形中，如果增計(jì)數(shù)時(shí)的周期值和比較值等于減計(jì)數(shù)時(shí)的周期值和比較值，PWM波的周期是周期寄存器周期值的2倍。這種有效PWM波形的占空比計(jì)算公式為：</p><p>　　同樣，低有效PWM波形的占空比公式也不變。</p><p>　　如果比較值等于0，則引腳輸出保持1，其占空比為1。如果在增計(jì)數(shù)和減計(jì)數(shù)時(shí)的比較值都大于等于周期值，則引腳輸出保持為0，即占空比為0（見圖3-2）。

92、如果在增計(jì)數(shù)時(shí)比較值大于周期值，而在隨后的減計(jì)數(shù)時(shí)會(huì)發(fā)生比較匹配，這時(shí)引腳仍然會(huì)發(fā)生正跳變，因此會(huì)產(chǎn)生輸出錯(cuò)誤。這種情況下硬件會(huì)自動(dòng)使輸出總是1，除非新的比較值為0。</p><p>　　圖3-2定時(shí)器比較寄存器產(chǎn)生的對(duì)稱PWM波形</p><p>　　Fig.3-2 The diagram of timer compare register produced symmetric PWM

93、waveform</p><p>　　2)比較單元和死區(qū)單元</p><p>　　每個(gè)事件管理器都有3個(gè)比較單元、1個(gè)比較控制寄存器COMCONx和1個(gè)比較方式控制寄存器ACTRx。每個(gè)比較單元都有1個(gè)比較寄存器CMPRx（注意區(qū)別于定時(shí)器比較寄存器TxCMPR），以及2個(gè)PWM輸出引腳。這一套組合可以使事件管理器產(chǎn)生6個(gè)帶死區(qū)的PWM輸出，用于控制三相逆變橋。它還可以產(chǎn)生空間矢量PWM波

94、形。</p><p>　　比較單元的操作功能與定時(shí)器比較寄存器的操作功能相似。當(dāng)定時(shí)器的計(jì)數(shù)值與比較單元的比較寄存器的比較值相等時(shí)，就會(huì)在該比較單元的兩個(gè)PWM引腳上產(chǎn)生跳變（兩個(gè)引腳上的跳變與比較方式寄存器ACTRx的設(shè)置有關(guān)），并經(jīng)過1個(gè)CPU時(shí)鐘后發(fā)出比較中斷申請(qǐng)。</p><p>　　比較單元受比較控制寄存器和比較方式控制寄存器控制，通過這些寄存器可以設(shè)置比較輸出是否允許、比較值和

95、方式寄存器的重載條件、空間矢量PWM的使用、PWM引腳輸出方式。</p><p>　　3)利用比較單元產(chǎn)生PWM波</p><p>　　利用比較單元產(chǎn)生PWM波與利用定時(shí)器產(chǎn)生PWM波的方法幾乎相同，只不過前者使用比較和死區(qū)單元，而后者使用定時(shí)器比較寄存器且沒有死區(qū)功能。</p><p>　　以事件管理器A為例，利用比較單元產(chǎn)生PWM波時(shí)，要使用定時(shí)器1計(jì)數(shù)器T1C

96、NT、定時(shí)器控制寄存器T1CON、周期寄存器T1RP、比較寄存器CMPRX、比較控制寄存器COMCONA、比較方式控制寄存器ACTRA、死區(qū)控制寄存器DBTCONA。對(duì)這些寄存器正確的初始化就可以產(chǎn)生對(duì)稱的非對(duì)稱的PWM波形。下面只對(duì)對(duì)稱波形PWM波的產(chǎn)生進(jìn)行說明。將定時(shí)器的計(jì)數(shù)方式改為連續(xù)增/減計(jì)數(shù)方式就會(huì)得到對(duì)稱的PWM波形，見圖3-3所示</p><p>　　圖3-3比較單元產(chǎn)生的對(duì)稱PWM波形</p

97、><p>　　Fig.3-3 The diagram of compare unit symmetric PWM waveform generated</p><p>　　3.3 速度檢測算法</p><p>　　由于本系統(tǒng)采用的是無傳感器控制，取消了傳統(tǒng)的位置傳感器和速度傳感器，因此速度反饋信號(hào)只能夠通過對(duì)無傳感器控制方法檢測到的轉(zhuǎn)子位置信號(hào)加以處理來得到。其原理是根

98、據(jù)轉(zhuǎn)子位置信號(hào)變化的時(shí)間間隔來計(jì)算轉(zhuǎn)速，轉(zhuǎn)速計(jì)算公式可用下式來表示:</p><p>　　…………………………………………………（3-1） </p><p>　　式中:P為極對(duì)數(shù)，這里p=3</p><p>　　具體實(shí)現(xiàn)如下:在DSP的內(nèi)存中開辟一個(gè)字(16位)的存儲(chǔ)單元，記為BCOUNT，用于測定轉(zhuǎn)子

99、位置變化的時(shí)間間隔。在程序中每經(jīng)歷一個(gè)電流環(huán)周期對(duì)BCOUNT計(jì)數(shù)一次，即BCOUNT的計(jì)數(shù)單位為(即產(chǎn)生三次定時(shí)器T1下溢中斷的時(shí)間間隔)。</p><p>　　當(dāng) 電角度: </p><p>　　電機(jī)轉(zhuǎn)速為: ……………………………（3-2） </p><p>　　將上式轉(zhuǎn)速n

100、的單位化為，電機(jī)的轉(zhuǎn)速為</p><p>　　………（3-3） </p><p>　　由于TMS320LF2407A DSP只能夠進(jìn)行16位的除法運(yùn)算，且運(yùn)算結(jié)果商存入累加器的低位，余數(shù)存入累加器的高位。故實(shí)際采用的轉(zhuǎn)速計(jì)算公式為:</p><p><b>　　……（3-4）</b></p><p>

101、;　　通常，速度檢測的性能是由速度反饋值的精度和滯后時(shí)間來描述的，只有在高精度的速度檢測下，才有可能改善系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能；只有縮短速度檢測的滯后時(shí)間，才有可能使系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的快速響應(yīng)，保證系統(tǒng)的隨動(dòng)性能。</p><p>　　分析本系統(tǒng)的測速誤差，其可能產(chǎn)生的誤差來源有三個(gè):</p><p>　　測量誤差，要提高速度檢測的精度，只有減小檢測時(shí)間，對(duì)于本系統(tǒng)來說即要減小測量值N的誤差。測量值N

102、的每個(gè)數(shù)碼單位代表，而檢測時(shí)間是不可能無窮小的。最小的檢測時(shí)間應(yīng)視DSP的運(yùn)算處理能力和程序的運(yùn)算量而定。</p><p>　　另一個(gè)誤差是由轉(zhuǎn)子位置信號(hào)誤差帶來的，由于轉(zhuǎn)子位置信號(hào)誤差造成提前或滯后換相，因此使得測量值N偏小或偏大。要減小此誤差，就要提高轉(zhuǎn)子位置信號(hào)檢測的精度。</p><p>　　再一個(gè)誤差來源是DSP的除法運(yùn)算產(chǎn)生的計(jì)算誤差，由于TMS320LF2407A是16位定點(diǎn)

103、型DSP，故除法運(yùn)算不可避免的要產(chǎn)生誤差，我們?cè)趯?shí)際編程過程中，注意處理了除法運(yùn)算產(chǎn)生的舍入誤差，在一定程度上提高了計(jì)算的精度。</p><p>　　此外，要縮短速度檢測的滯后時(shí)間，即減小。由于采用反電勢法檢測轉(zhuǎn)子位置信號(hào)，每兩個(gè)轉(zhuǎn)子位置之間的電氣間隔是確定的(為電角度)。最小可為電角度，但這在高速時(shí)會(huì)給計(jì)算帶來很大誤差(若為電角度，當(dāng)轉(zhuǎn)速在1500～2000rpm之間時(shí)，BCOUNT的變化范圍只有5～8)。因此

104、，當(dāng)轉(zhuǎn)速在低速時(shí)，應(yīng)適當(dāng)減??；當(dāng)轉(zhuǎn)速在高速時(shí)，應(yīng)適當(dāng)增大。</p><p>　　總的來說，采用上述的無速度傳感器測速方法，其檢測性能(包括速度反饋值的精度和滯后時(shí)間)比有速度傳感器的測速方法要低一些，因此這類調(diào)速系統(tǒng)只能用于對(duì)調(diào)速性能要求不高的場合。</p><p>　　3.4 數(shù)字PI調(diào)節(jié)器的DSP實(shí)現(xiàn)方法</p><p>　　任何電動(dòng)機(jī)的調(diào)速系統(tǒng)都以轉(zhuǎn)速為給定量

105、，并使電動(dòng)機(jī)的轉(zhuǎn)速跟隨給定值進(jìn)行控制。為了使系統(tǒng)具有良好的調(diào)速性能，通常要構(gòu)造一個(gè)閉環(huán)系統(tǒng)。一般來說，電動(dòng)機(jī)的閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)可以是單閉環(huán)系統(tǒng)（速度閉環(huán)），也可以是雙閉環(huán)系統(tǒng)（速度外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)）。因此需要速度調(diào)節(jié)器和電流調(diào)節(jié)器。</p><p>　　速度調(diào)節(jié)器的作用是對(duì)給定速度與反饋速度之差按一定規(guī)律進(jìn)行運(yùn)算，并通過運(yùn)算結(jié)果對(duì)電動(dòng)機(jī)進(jìn)行調(diào)速控制。由于電動(dòng)機(jī)軸的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量和負(fù)載軸的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量的存在，使速度時(shí)間常數(shù)較大，系

106、統(tǒng)的響應(yīng)速度較慢。</p><p>　　電流調(diào)節(jié)器的作用有兩個(gè)：一個(gè)是在啟動(dòng)和大范圍加減速時(shí)起電流調(diào)節(jié)和限幅作用。因?yàn)榇藭r(shí)速度調(diào)節(jié)器呈飽和狀態(tài)，其輸出信號(hào)一般作為極限給定值加到電流調(diào)節(jié)器上，電流調(diào)節(jié)器的作用結(jié)果是使繞組電流迅速達(dá)到并穩(wěn)定在其最大值上，從而實(shí)現(xiàn)快速加減速的電流限流作用。電流調(diào)節(jié)器的另一個(gè)作用是系統(tǒng)的抗電源擾動(dòng)和負(fù)載擾動(dòng)的能力增強(qiáng)。如果沒有電流環(huán)，擾動(dòng)會(huì)使繞組電流隨之波動(dòng)，使電動(dòng)機(jī)的速度受影響。雖然速

107、度環(huán)可以最終使速度穩(wěn)定，但需要的時(shí)間較長。如果有電流環(huán)，由于電的時(shí)間常數(shù)較小，電流調(diào)節(jié)器會(huì)使受擾動(dòng)的電流很快穩(wěn)定下來，不至于發(fā)展到對(duì)速度產(chǎn)生大的影響。因此使系統(tǒng)的快速性和穩(wěn)定性得到改善。</p><p>　　在電動(dòng)機(jī)的閉環(huán)調(diào)速中，速度調(diào)節(jié)器一般采用PI調(diào)節(jié)器，即比例積分調(diào)節(jié)器。常規(guī)的模擬PI控制系統(tǒng)原理框圖見圖3-4，該系統(tǒng)由模擬PI調(diào)節(jié)器和被控對(duì)象組成。</p><p>　　r(t)是給