畢業(yè)論文-ofdm系統(tǒng)中同步問題研究【精校排版】

1、<p>　　本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）</p><p><b>　?。?0 屆）</b></p><p>　　OFDM系統(tǒng)中同步問題研究</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　摘 要III</b></p><p

2、>　　AbstractIV</p><p><b>　　第一章 緒論1</b></p><p>　　1.1 單載波與多載波通信系統(tǒng)1</p><p>　　1.1.1 單載波傳輸系統(tǒng)1</p><p>　　1.2 OFDM的歷史及應(yīng)用2</p><p>　　1.3 無線衰落

3、信道的傳播特征4</p><p>　　1.3.1 無線信道的大尺度衰落5</p><p>　　1.3.2 陰影衰落6</p><p>　　1.3.3 無線信道的多徑衰落6</p><p>　　1.3.4 無線信道的時變性以及多普勒頻移8</p><p>　　1.4 本文的組織結(jié)構(gòu)和主要工作10&l

4、t;/p><p>　　第二章 OFDM系統(tǒng)的基本原理12</p><p>　　2.1 OFDM 系統(tǒng)模型12</p><p>　　2.1.1 OFDM發(fā)送端13</p><p>　　2.2 OFDM系統(tǒng)IFFT/FFT的應(yīng)用14</p><p>　　2.3 保護(hù)間隔和循環(huán)前綴15</p>

5、<p>　　2.4 OFDM系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)19</p><p>　　2.4.1 同步技術(shù)19</p><p>　　2.4.2 信道估計(jì)19</p><p>　　2.5 OFDM的優(yōu)缺點(diǎn)20</p><p>　　2.6 OFDM系統(tǒng)參數(shù)選擇22</p><p>　　第三章 OFDM系統(tǒng)的同

6、步技術(shù)25</p><p>　　3.1 同步簡介25</p><p>　　3.2 同步偏差對OFDM系統(tǒng)的影響25</p><p>　　3.2.1 載波頻率偏差對OFDM系統(tǒng)的影響26</p><p>　　3.2.2 符號定時偏差對OFDM系統(tǒng)的影響30</p><p>　　3.2.3 采樣定時偏差

7、對OFDM系統(tǒng)的影響31</p><p>　　3.3 同步算法簡介32</p><p>　　3.3.1 載波同步算法32</p><p>　　3.3.2 定時同步算法33</p><p>　　3.3.3 樣值同步算法33</p><p>　　第四章 基于循環(huán)前綴的OFDM符號定時同步和載波同步算法

8、35</p><p>　　4.1 最大似然算法35</p><p>　　4.1.1 算法描述35</p><p>　　4.1.2 算法仿真38</p><p>　　4.2 集相關(guān)算法42</p><p>　　4.2.1 算法描述42</p><p>　　4.2.2 算法仿真

9、43</p><p>　　4.3 基于S長度塊相關(guān)的符號定時和載波聯(lián)合同步算法45</p><p>　　4.3.1 算法描述45</p><p>　　4.3.2 算法仿真48</p><p>　　4.4 三種同步算法的性能比較50</p><p>　　第五章 總結(jié)與展望55</p>

10、<p>　　5.1 總結(jié)55</p><p>　　5.2 展望56</p><p><b>　　參考文獻(xiàn)57</b></p><p><b>　　致 謝60</b></p><p>　　OFDM系統(tǒng)中同步問題研究</p><p><b>

11、　　摘 要</b></p><p>　　正交頻分復(fù)用（OFDM）技術(shù)是一種多載波數(shù)字調(diào)制技術(shù)。它將高速的數(shù)據(jù)流分解成許多低速率的子數(shù)據(jù)流，利用相互正交且部分重疊的多個子載波攜帶信息同時進(jìn)行傳輸。因此，OFDM系統(tǒng)的頻譜效率高，抗多徑能力強(qiáng)，且傳輸?shù)臄?shù)據(jù)速率高，從而在移動無線通信系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。</p><p>　　OFDM系統(tǒng)中必須解決的首要問題是符號定時同步、載波

12、同步和樣值同步。當(dāng)上述同步失誤時，如載波失步，則將會引起載波頻率偏差，子載波之間的正交性遭到破壞，從而導(dǎo)致嚴(yán)重的子載波間干擾（ICI，Inter-Carrier Inference），降低系統(tǒng)的誤比特性能。因而精準(zhǔn)的同步是OFDM系統(tǒng)正常工作的前提，也是OFDM系統(tǒng)中必須解決的關(guān)鍵問題之一。論文針對OFDM系統(tǒng)中符號定時同步和載波同步展開研究具有重要的理論意義和實(shí)用價值。</p><p>　　論文首先介紹了OFD

13、M的歷史及應(yīng)用，分析了無線衰落信道的傳播特征，建立了OFDM系統(tǒng)的基本模型，然后分析了符號定時同步偏差、載波同步偏差和樣值同步偏差對OFDM系統(tǒng)的影響，在此基礎(chǔ)上仿真驗(yàn)證了基于循環(huán)前綴的最大似然（ML）算法、集相關(guān)算法、塊相關(guān)連續(xù)符號算法，并分析了三種算法的性能。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：ML算法具有算法實(shí)現(xiàn)簡單，計(jì)算量小，可迅速建立同步的優(yōu)點(diǎn)，在AWGN信道中具有良好的估計(jì)性能，但是當(dāng)在多徑信道中時，符號定時均方誤差較大，定時位置甚至可能在數(shù)據(jù)區(qū)

14、內(nèi)，并且頻偏估計(jì)精度較??；集相關(guān)算法在AWGN和多徑信道中可以實(shí)現(xiàn)良好的符號定時和載波頻偏估計(jì)，可以分辨多徑信道，給出時延信息，但是算法所需的OFDM符號數(shù)較多，計(jì)算量大，不利于實(shí)現(xiàn)快速同步，并且不能跟蹤信道的時變信息；塊相關(guān)連續(xù)符號算法所需的符號數(shù)較少，計(jì)算量小，可以快速的建立起比較精確的符號定時和載波頻偏估計(jì)，能夠分辨多徑信道，給出多徑時延信息，跟蹤時變信道，能夠很好的應(yīng)用于無線移動信道。</p><p>　

15、　關(guān)鍵詞：正交頻分復(fù)用；循環(huán)前綴；符號定時；載波同步</p><p>　　OFDM Systems Synchronization Problem Research</p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　Orthogonal Frequency Division Multiplexing （OFDM） is

16、a multi-carrier digital modulation technology. It breaks High-speed data streams down into many sub-low-rate data streams, and transmits information at the same time using a number of orthogonal and overlapped subcarrier

17、s. Therefore, OFDM system, which has been widely used in the mobile wireless communication systems, has advantage of high spectrum efficiency, anti-multipath capability and high data rate transmission.</p><p&g

18、t;　　The first and foremost problems that OFDM system must be addressed are symbol timing synchronization, carrier frequency synchronization and sample synchronization. When the synchronization error exists, such as carri

19、er frequency synchronization out-of-step, it will cause the carrier frequency deviation and subcarriers orthogonality destruction, resulting in severe inter-carrier interference （ICI） and lowering the BER performance in

20、the system. Thus accurate synchronization is a prerequisite for </p><p>　　In this paper, I will introduce the history and application of OFDM and fading channel characteristics of wireless transmission at fi

21、rst, and then give the basic model of the system, focusing on the basic principle. Then I will analyze how the deviation of symbol timing synchronization, carrier frequency synchronization and sample synchronization impa

22、cts on the OFDM system. Based on the analysis, I will simulate three algorithms based on the cyclic prefix, such as the maximum likelihood （ML） alg</p><p>　　Key Words：Orthogonal Frequency Division Multiplexi

23、ng，Cyclic prefix，</p><p>　　Symbol timing synchronization，Carrier frequency synchronization</p><p><b>　　第一章 緒論</b></p><p>　　1.1 單載波與多載波通信系統(tǒng)</p><p>　　1.1.1

24、 單載波傳輸系統(tǒng)</p><p>　　單載波方案通信系統(tǒng)如圖1.1所示。圖中，g(t)是匹配濾波器。該系統(tǒng)在數(shù)據(jù)傳輸速率不太高的情況下，多徑效應(yīng)對信號符號之間造成的干擾不是特別嚴(yán)重，可以通過使用合適的均衡算法使得系統(tǒng)能夠正常工作。但是對于寬帶、高速率業(yè)務(wù)而言，由于數(shù)據(jù)傳輸速率較高產(chǎn)生的時延擴(kuò)展會造成數(shù)據(jù)符號之間的相互交疊，從而產(chǎn)生了符號間的串?dāng)_（ISI, Inter-Symbol Interference），這對

25、均衡提出了更高的要求，需要引入復(fù)雜的均衡算法，同時必須考慮到算法的可實(shí)現(xiàn)性和收斂速度。從另一個角度去看，當(dāng)信號的帶寬超過和接近信道的相干帶寬時，信道的時間彌散將會造成頻率選擇性衰落（frequency-selective fading），使得同一個信號中不同的頻率成分體現(xiàn)出不同的衰落特性[1]。</p><p>　　圖1.1 單載波系統(tǒng)基本結(jié)構(gòu)</p><p>　　1.1.2 多載波傳

26、輸系統(tǒng)</p><p>　　多載波傳輸通過把數(shù)據(jù)流分解為若干個子比特流，這樣每個子數(shù)據(jù)流將具有低得多的比特速率，用這樣的低比特率形成的低速率多狀態(tài)符號再去調(diào)制相應(yīng)的子載波，從而構(gòu)成多個低速率符號并行發(fā)送的傳輸系統(tǒng)。在單載波系統(tǒng)中，一次衰落或者干擾就可以導(dǎo)致整個鏈路失效，但是在多載波系統(tǒng)中，某一時刻只會有少部分的子信道會受到深衰落的影響。圖1.2中給出多載波系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)示意圖[1]。</p><

27、;p>　　圖1.2 多載波系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)</p><p>　　多載波傳輸系統(tǒng)中的子載波間存在3種不同的設(shè)置方案，如圖1.3所示。第1種是傳統(tǒng)的頻分復(fù)用，將整個頻帶劃分成N個不重疊的子帶，在接收端用濾波器組進(jìn)行分離，這種方法的優(yōu)點(diǎn)是簡單、直接，缺點(diǎn)是頻譜的利用率低，子信道之間要留有保護(hù)頻帶，而且多個濾波器的實(shí)現(xiàn)也有不少困難；第2種采用偏置QAM （SQAM）技術(shù)，在3dB處載波頻譜重疊，其復(fù)合譜是平坦的，子

28、帶的正交性通過交錯同相或正交子帶的數(shù)據(jù)得到（即將數(shù)據(jù)偏移半個周期）；第3種方案即OFDM，各子載波有1/2的重疊，但保證相互正交，在接收端通過相關(guān)解調(diào)技術(shù)分離出來，避免使用濾波器組，同時使頻譜效率提高近一倍。</p><p>　　圖1.3 子載波頻率設(shè)置</p><p>　　1.2 OFDM的歷史及應(yīng)用</p><p>　　OFDM的思想最早可以追溯到20世紀(jì)5

29、0年代末期。60年代，人們對多載波調(diào)制做了許多理論上的工作，論證了在存在符號間干擾的帶限信道上采用多載波調(diào)制可以優(yōu)化系統(tǒng)的傳輸性能；1970年1月有關(guān)OFDM的專利被首次公開發(fā)表；1971年，Weinstein和Ebert在IEEE雜志上發(fā)表了用離散傅立葉變換實(shí)現(xiàn)多載波調(diào)制的方法；80年代，人們對多載波調(diào)制在高速調(diào)制解調(diào)器、數(shù)字移動通信等領(lǐng)域中的應(yīng)用進(jìn)行了較為深入的研究，但是由于當(dāng)時技術(shù)條件的限制，多載波調(diào)制沒有得到廣泛的應(yīng)用；90年代

30、，由于數(shù)字信號處理技術(shù)和大規(guī)模集成電路技術(shù)的進(jìn)步，OFDM技術(shù)在高速數(shù)據(jù)傳輸領(lǐng)域受到了人們的廣泛關(guān)注。</p><p>　　目前，OFDM已經(jīng)在數(shù)字音頻廣播（DAB）、數(shù)字視頻廣播（DVB）、基于IEEE802. 11標(biāo)準(zhǔn)的無線本地局域網(wǎng)（WLAN）以及有線電話網(wǎng)上基于現(xiàn)有銅雙絞線的非對稱高比特率數(shù)字用戶線技術(shù)（例如ADSL）中得到了應(yīng)用。其中大都利用了OFDM可以有效地消除信號多徑傳播所造成符號間干擾（ISI）

31、的這一特征。DAB是在AM和FM等模擬廣播基礎(chǔ)上發(fā)展起來的，其中可以提供與CD相媲美的音質(zhì)，以及其他的新型數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。1995年，由歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)協(xié)會（ETSI）制定了DAB標(biāo)準(zhǔn)，這是第一個使用OFDM的標(biāo)準(zhǔn)。接著在1997年，基于OFDM的DVB標(biāo)準(zhǔn)也開始投入使用。在ADSL應(yīng)用中，OFDM被當(dāng)作典型地離散多音調(diào)制（DMT modulation）,成功地用于有線環(huán)境中，可以在1MHz帶寬內(nèi)提供高達(dá)8Mbit/s的數(shù)據(jù)傳輸速率。1998年7

32、月，經(jīng)過多次的修改之后，IEEE802. 11標(biāo)準(zhǔn)組決定選OFDM作為WLAN（工作于5GHz波段）的物理層接入方案，目標(biāo)是提供6Mbit/s～54Mbit/s的數(shù)據(jù)速率，這是OFDM第一次被用于分組業(yè)務(wù)通信當(dāng)中。而且此后，ETSI、BRAN以及MMAC也紛紛采用OF</p><p>　　OFDM改善了前幾代無線系統(tǒng)中的寬帶、時域均衡、頻譜效率等問題，開啟了未來無線通信技術(shù)的大門。但是單純依賴OFDM還不能滿足后

33、續(xù)無線發(fā)展的要求，結(jié)合OFDM技術(shù)的多天線處理、無線資源調(diào)度、自適應(yīng)編碼調(diào)制（AMC）、信道估計(jì)、自適應(yīng)跳頻等技術(shù)的研究，也是當(dāng)前的熱點(diǎn)，是未來的發(fā)展方向。多天線處理備受矚目。隨著業(yè)務(wù)量的增加，頻譜資源的日趨減少，運(yùn)營商投資成本日益升高，擴(kuò)大蜂窩系統(tǒng)的容量、提高頻譜效率已經(jīng)是無線系統(tǒng)的首要問題。傳統(tǒng)的小區(qū)分裂的方式，增加了基站的建設(shè)，是不經(jīng)濟(jì)的做法。多天線技術(shù)，利用空時處理，或者改善用戶傳輸信道質(zhì)量，或者增加分集增益，能大大增加頻譜效率

34、。由于OFDM本身對物理層處理的要求較低，因而使得多天線技術(shù)可以結(jié)合起來，對系統(tǒng)總的復(fù)雜度影響不大，也將成為新興無線通信技術(shù)的必然模式。</p><p>　　1.3 無線衰落信道的傳播特征</p><p>　　與其他通信信道相比，移動信道是最為復(fù)雜的一種。電波傳播的主要方式是空間波，即直射波、折射波、散射波以及它們的合成波。再加之移動臺本身的運(yùn)動，使得移動臺與基站之間的無線信道多變并且難

35、以控制。信號通過無線信道時、會遭受各種衰落的影響，一般來說接收信號的功率可以表達(dá)為:</p><p><b>　?。?.1）</b></p><p>　　其中表示移動臺與基站的距離向量，表示移動臺與基站的距離。根據(jù)式（1.1），無線信道對信號的影響可以分為三種：</p><p>　　電波在自由空間內(nèi)的傳播損耗，也被稱作大尺度衰落，其中一般為3～

36、4；</p><p>　　陰影衰落：表示由于傳播環(huán)境的地形起伏、建筑物和其他障礙物對地波的阻塞或遮蔽而引發(fā)的衰落，被稱作中等尺度衰落；</p><p>　　多徑衰落：由于無線電波在空間傳播會存在反射、繞射、衍射等，因此造成信號可以經(jīng)過多條路徑到達(dá)接收端，而每個信號分量的時延、衰落和相位都不相同，因此在接收端對多個信號分量疊加時，會造成同相增加，異相減小的現(xiàn)象，這也被稱作小尺度衰落[2]。&

37、lt;/p><p>　　圖1.4清楚地說明了以上三種衰落。此外，由于移動臺的運(yùn)動，還會使得無線信道呈現(xiàn)出時變性，其中一種具體表現(xiàn)就是會出現(xiàn)多普勒頻移。自由空間的傳播損耗和陰影衰落主要影響到無線區(qū)域的覆蓋，通過合理的設(shè)計(jì)就可以消除這種不利影響。本節(jié)主要針對無線信道的多徑衰落和時變性加以討論，對大尺度衰落和陰影衰落只作簡單介紹。</p><p>　　圖1.4 信號在無線信道中的傳播特性</

38、p><p>　　1.3.1 無線信道的大尺度衰落</p><p>　　無線電波在自由空間內(nèi)傳輸，其信號功率會隨著傳播距離的增加而減小，這會對數(shù)據(jù)速率以及系統(tǒng)的性能帶來不利影響。最簡單的大尺度路徑損耗的模型可以表示為:</p><p><b>　?。?.2）</b></p><p>　　其中表示本地平均發(fā)射信號功率，表示接收

39、功率，是發(fā)射機(jī)與接收機(jī)之間的距離。對于典型環(huán)境來說，路徑損耗指數(shù)一般在2到4中選擇。由此可以得到平均的信號噪聲比（SNR）為：</p><p><b>　?。?.3）</b></p><p>　　其中是單邊噪聲功率譜密度，是信號帶寬，是獨(dú)立于距離、功率和帶寬的常數(shù)。如果為保證可靠接收，要求，其中表示信噪比門限，則路徑損耗會為比特速率帶來限制：</p>&

40、lt;p><b>　?。?.4）</b></p><p>　　以及對信號的覆蓋范圍也會帶來限制:</p><p><b>　?。?.5）</b></p><p>　　可見，如果不采用其他特殊的技術(shù)，則數(shù)據(jù)的符號速率以及電波的傳播范圍都會受到很大的限制。但是在一般的蜂窩系統(tǒng)中，由于小區(qū)的規(guī)模相對較小，所以這種大尺度衰落

41、對移動通信系統(tǒng)的影響并不需要單獨(dú)加以考慮。</p><p>　　1.3.2 陰影衰落</p><p>　　當(dāng)電磁波在空間傳播受到地形起伏、高大建筑物的阻擋，在這些障礙物后面會產(chǎn)生電磁場的陰影，造成場強(qiáng)中值的變化，從而引起衰落，被稱作陰影衰落，參見圖1.4的灰色曲線。與多徑衰落相比，陰影衰落是一種宏觀衰落，是以較大的空間尺度來衡量的，其衰落特性符合對數(shù)正態(tài)分布。其中接收信號的局部場強(qiáng)中值變

42、化的幅度取決于信號頻率和障礙物狀況。頻率較高的信號比低頻信號更加容易穿透障礙物，而低頻信號比較高頻率的信號具備更強(qiáng)的繞射能力。</p><p>　　1.3.3 無線信道的多徑衰落</p><p>　　無線移動信道的主要特征就是多徑傳播，即接收機(jī)所接收到的信號是通過不同的直射、反射、折射等路徑到達(dá)接收機(jī)，參見圖1.5。由于電波通過各個路徑的距離不同，因而各條路徑中發(fā)射波的到達(dá)時間、相位都不

43、相同。不同相位的多個信號在接收端疊加，同相疊加則會使信號幅度增強(qiáng)，而反相疊加則會削弱信號幅度。這樣，接收信號的幅度將會發(fā)生急劇變化，就會產(chǎn)生衰落。</p><p>　　圖1.5 無線信號的多徑傳播</p><p>　　例如發(fā)射端發(fā)送一個窄脈沖信號，則在接收端可以收到多個窄脈沖，每一個窄脈沖的衰落和時延以及窄脈沖的個數(shù)都是不同的。對應(yīng)一個發(fā)送脈沖信號，圖1.6給出接收端所接收到的信號情況。

44、這樣就造成了信道的時間彌散性（time dis –persion），其中被定義為最大時延擴(kuò)展。</p><p>　　圖1.6 多徑接收信號</p><p>　　在傳輸過程中，由于時延擴(kuò)展，接收信號中的一個符號的波形會擴(kuò)展到其他符號當(dāng)中，造成符號間干擾（ISI）。為了避免產(chǎn)生ISI，應(yīng)該令符號寬度要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于無線信道的最大時延擴(kuò)展，或者符號速率要小于最大時延擴(kuò)展的倒數(shù)。由于移動環(huán)境十分復(fù)雜，

45、不同地理位置，不同時間所測量到的時延擴(kuò)展都可能是不同的，因此需要采用大量測量數(shù)據(jù)的統(tǒng)計(jì)平均值。表1.1給出兩種不同信道環(huán)境下的時延擴(kuò)展值。</p><p>　　表1.1 不同信道環(huán)境下的時延擴(kuò)展</p><p>　　在頻域內(nèi)，與時延擴(kuò)展相關(guān)的另一個重要概念是相干帶寬，實(shí)際應(yīng)用中通常用最大時延擴(kuò)展的倒數(shù)來定義相干帶寬，即:</p><p><b>　　(1

46、.6)</b></p><p>　　從頻域角度觀察，多徑信號的時延擴(kuò)展可以導(dǎo)致頻率選擇性衰落（frequency-selective fading），即針對信號中不同的頻率成分，無線傳輸信道會呈現(xiàn)不同的隨機(jī)響應(yīng)，由于信號中不同頻率分量的衰落是不一致的，所以經(jīng)過衰落之后，信號波形就會發(fā)生畸變。由此可以看到，當(dāng)信號的速率較高，信號帶寬超過無線信道的相干帶寬時，信號通過無線信道后各頻率分量的變化是不一樣的，

47、引起信號波形的失真，造成符號間干擾，此時就認(rèn)為發(fā)生了頻率選擇性衰落；反之，當(dāng)信號的傳輸速率較低，信道帶寬小于相干帶寬時，信號通過無線信道后各頻率分量都受到相同的衰落，因而衰落波形不會失真，沒有符號間干擾，則認(rèn)為信號只是經(jīng)歷了平衰落，即非頻率選擇性衰落。相干帶寬是無線信道的一個特性，至于信號通過無線信道時，是出現(xiàn)頻率選擇性衰落還是平衰落，這要取決于信號本身的帶寬。</p><p>　　1.3.4 無線信道的時變性

48、以及多普勒頻移 </p><p>　　當(dāng)移動臺在運(yùn)動中進(jìn)行通信時，接收信號的頻率會發(fā)生變化，稱為多普勒效應(yīng)，這是任何波動過程都具有的特性。以可見光為例，假設(shè)一個發(fā)光物體在遠(yuǎn)處以固定的頻率發(fā)出光波，我們可以接收到的頻率應(yīng)該是與物體發(fā)出的頻率相同?，F(xiàn)在假定該物體開始向我們運(yùn)動，但光源發(fā)出第二個波峰時，它距我們的距離應(yīng)該要比發(fā)出第一個波峰的時候要近，這樣第二個波峰達(dá)到我們的時間要小于第一個波峰到達(dá)我們的時間，因此這兩個

49、波峰到達(dá)我們的時間間隔變小了，與此相應(yīng)我們接收到的頻率就會增加。相反，當(dāng)發(fā)光物體遠(yuǎn)離我們而去的時候，我們接收到的頻率就要減小，這就是多普勒效應(yīng)的原理。在天體物理學(xué)中，天文學(xué)家利用多普勒效應(yīng)可以判斷出其他星系的恒星都在遠(yuǎn)離我們而去，從而得出宇宙是在不斷膨脹的結(jié)論。這種稱為多普勒效應(yīng)的頻率和速度的關(guān)系是我們?nèi)粘Ｊ煜さ模缥覀冊诼愤吢犉嚻训穆曇簦寒?dāng)汽車駛近我們時，其汽笛音調(diào)變高(對應(yīng)頻率增加)；而當(dāng)它駛離我們時，汽笛音調(diào)又會變低（對應(yīng)頻

50、率減?。?lt;/p><p>　　信道的時變性是指信道的傳遞函數(shù)是隨時間而變化的，即在不同的時刻發(fā)送相同的信號，在接收端收到的信號是不相同的，見圖1.7a。時變性在移動通信系統(tǒng)中的具體體現(xiàn)之一就是多普勒頻移（Doppler shift），即單一頻率信號經(jīng)過時變衰落信道之后會呈現(xiàn)為具有一定帶寬和頻率包絡(luò)的信號，見圖1.7b。這又可以稱為信道的頻率彌散性（frequency dispersion）。</p>

51、<p>　　多普勒效應(yīng)所引起的附加頻率偏移可以稱為多普勒頻移（Doppler Shift），可以用下式表示[8]：</p><p><b>　?。?.7）</b></p><p>　　其中表示載波頻率，表示光速，表示最大多普勒頻移，表示移動臺的運(yùn)動速度?？梢钥吹?，多普勒頻移與載波頻率和移動臺運(yùn)動速度成正比。</p><p>　　圖

52、1.7 無線信道的時變性示意圖</p><p>　　當(dāng)移動臺向入射波方向移動時，多普勒頻移為正，即移動臺接收到的信號頻率會增加；如果背向入射波方向運(yùn)動，則多普勒頻移為負(fù)，即移動臺接收到的信號頻率會減小。由于存在多普勒頻移，所以當(dāng)單一頻率信號到達(dá)接收端的時候，其頻譜不再是位于頻率軸處的單純函數(shù)，而是分布在</p><p>　　內(nèi)的、存在一定寬度的頻譜。表1.2中給出兩種載波情況下（900M

53、Hz，2GHz）不同移動速度時的最大多普勒頻移數(shù)值。</p><p>　　表1.2 最大多普勒頻偏（Hz）</p><p>　　從時域來看，與多普勒頻移相關(guān)的另一個概念就是相干時間，即：</p><p><b>　　（1.8）</b></p><p>　　相干時間是信道沖激響應(yīng)維持不變的時間間隔的統(tǒng)計(jì)平均值。換句話說，

54、相干時間就是指一段時間間隔，在此間隔內(nèi)，兩個到達(dá)信號有很強(qiáng)的幅度相關(guān)性。如果基帶信號帶寬的倒數(shù)，一般指符號寬度大于無線信道的相干時間，那么信號的波形就可能會發(fā)生變化，造成信號的畸變，產(chǎn)生時間選擇性衰落，也稱為快衰落;反之，如果符號的寬度小于相干時間，則認(rèn)為是非時間選擇性衰落，即慢衰落。</p><p>　　1.4 本文的組織結(jié)構(gòu)和主要工作</p><p>　　本文主要針對OFDM系統(tǒng)中基

55、于循環(huán)前綴的符號定時和載波聯(lián)合同步算法進(jìn)行了研究，具體安排如下：</p><p>　　第一章介紹了單載波系統(tǒng)與多載波系統(tǒng)的基本原理，闡述了OFDM的歷史及應(yīng)用，簡單的分析了無線衰落信道的傳播特征。</p><p>　　第二章描述了OFDM的系統(tǒng)模型，根據(jù)此模型介紹了OFDM系統(tǒng)的IFFT/FFT應(yīng)用、保護(hù)間隔和循環(huán)前綴等基本原理，闡述了OFDM系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)和優(yōu)缺點(diǎn)。本章旨在為以后的仿真提

56、供一個理論基礎(chǔ)。</p><p>　　第三章分析了載波頻率偏差、符號定時偏差和采樣定時偏差對OFDM系統(tǒng)的影響，強(qiáng)調(diào)了同步技術(shù)在OFDM系統(tǒng)是必不可少的，并簡單介紹了一些同步算法。</p><p>　　第四章鑒于符號定時和載波頻偏對OFDM系統(tǒng)的影響，介紹了三種基于循環(huán)前綴的符號定時和載波聯(lián)合同步算法，分別為ML算法、集相關(guān)算法和基于S長度塊相關(guān)的連續(xù)符號同步算法。本文對三種算法進(jìn)行了理論

57、推導(dǎo)和仿真驗(yàn)證，并在AWGN信道和多徑信道中對它們的性能進(jìn)行了分析比較。</p><p>　　第五章對全文進(jìn)行總結(jié)并對下一步的研究工作進(jìn)行了展望。</p><p>　　第二章 OFDM系統(tǒng)的基本原理</p><p>　　2.1 OFDM 系統(tǒng)模型</p><p>　　正交頻分復(fù)用（OFDM）的基本原理就是把高速的數(shù)據(jù)流通過串并變換，分配到

58、傳輸速率相對較低的若干個子信道中進(jìn)行傳輸。由于每個子信道中的符號周期會相對增加，因此可以減輕由無線信道的多徑時延擴(kuò)展所產(chǎn)生的時間彌散性對系統(tǒng)造成的影響。并且還可以在OFDM符號之間插入保護(hù)間隔（guard interval），令保護(hù)間隔大于無線信道的最大時延擴(kuò)展，這樣就可以最大限度地消除由于多徑而帶來的符號間干擾（ISI）。填充保護(hù)間隔的方法主要有空白保護(hù)間隔（即將保護(hù)間隔置為全零）和將保護(hù)間隔置入循環(huán)前綴（CP，Cyclic Pref

59、ix）兩種方案。一般都采用循環(huán)前綴作為保護(hù)間隔，從而可以消除由多徑帶來的信道間干擾（ICI）[3]。圖2.1為OFDM的系統(tǒng)原理框圖。圖2.2為OFDM系統(tǒng)的信號處理過程。 圖2.1 OFDM系統(tǒng)原理框圖</p><p>　　圖2.2 OFDM系統(tǒng)信號處理示意圖</p><p>　　2.1.1 OFDM發(fā)送端 </p><p>　　如圖2.1所示，發(fā)送數(shù)據(jù)

60、經(jīng)過串/并轉(zhuǎn)換成為N路低速數(shù)據(jù)流，再將這N路數(shù)據(jù)流經(jīng)過數(shù)字調(diào)制后成為復(fù)信號，通過N點(diǎn)的IFFT變換，完成多載波調(diào)制，使信號能夠在N個子載波上并行傳輸，然后將變換后的信號尾部的L個抽樣點(diǎn)復(fù)制到前部，作為循環(huán)前綴，再整合成為一個長度為N+L的OFDM符號。</p><p>　　一個OFDM符號之內(nèi)包括所有經(jīng)過調(diào)制的子載波的合成信號，其中每個子載波都可以受到相移鍵控（PSK）或者正交幅度調(diào)制（QAM）符號的調(diào)制。如果N

61、表示子信道的個數(shù)，T表示OFDM符號的寬度，是分配給每個子信道的數(shù)據(jù)符號，是第0個子載波的載波頻率，，則從t=開始的OFDM符號可以表示為：</p><p><b>　?。?.1）</b></p><p>　　然而在多數(shù)文獻(xiàn)中，通常采用復(fù)等效基帶信號來描述OFDM的輸出信號，見式（2.2）。其中實(shí)部和虛部分別對應(yīng)于OFDM符號的同相和正交分量，在實(shí)際中可以分別與相應(yīng)子

62、載波的cos分量和sin分量相乘，構(gòu)成最終的子信道信號和合成的OFDM符號。</p><p>　?。?.2）2.1.2 OFDM接收端 </p><p>　　OFDM接收機(jī)實(shí)際上是一組解調(diào)器，它將不同載波搬移至零頻，然后在一個碼元周期內(nèi)積分。由于其它載波與該積分的信號正交，因此不會對這個積分結(jié)果產(chǎn)生影響，就可以恢復(fù)原來的信號。 </p><p>　　OFDM系統(tǒng)子

63、載波之間的正交特性可用式（2.3）表示： </p><p><b>　?。?.3）</b></p><p>　　例如對式（2.2）中第個子載波進(jìn)行解調(diào)，然后在時間長度內(nèi)進(jìn)行積分，即可恢復(fù)出期望符號，如式（2.4）所示。 </p><p>　　?????????（2.4）</p><p>　　而對其他載波而言，由于在積分間

64、隔內(nèi)，頻率差別可以產(chǎn)生整數(shù)倍個周期，所以其積分結(jié)果為零，不會對第個子載波有影響。</p><p>　　這種正交性還可以從頻域來理解，矩形脈沖的頻譜幅值為函數(shù)，而OFDM符號在其周期內(nèi)包括多個非零子載波，因此其頻譜可以看作是周期為的矩形脈沖頻譜與一組位于各個子載波載頻上的函數(shù)的卷積，見圖1.3（c）。經(jīng)過矩形脈沖成型后的各個子信道的頻譜相互覆蓋，但在每一子載波頻率的最大值處，所有其他子信道的頻譜值恰好全部都為零。由

65、于在對OFDM符號進(jìn)行解調(diào)的過程中，需要計(jì)算這些點(diǎn)所對應(yīng)的每一子載波頻譜的最大值，因此可從多個相互重疊子信道符號頻譜中提取出每個子信道符號，而不受其他子信道的干擾。</p><p>　　2.2 OFDM系統(tǒng)IFFT/FFT的應(yīng)用 </p><p>　　傅里葉變換將時域與頻域聯(lián)系在一起，選擇哪種形式的傅里葉變換由工作的具體環(huán)境決定。大多數(shù)信號處理使用離散傅里葉變換（DFT）。DFT是常規(guī)變

66、換的一種變化形式，其中信號在時域和頻域上均被抽樣。由DFT定義可知，時間上波形連續(xù)重復(fù)導(dǎo)致頻域上頻譜的連續(xù)重復(fù)?？焖俑道锶~變換（FFT）僅是DFT計(jì)算應(yīng)用的一種快速數(shù)學(xué)方法，由于其高效性，使OFDM技術(shù)發(fā)展迅速。</p><p>　　對于N比較大的系統(tǒng)，式（2.2）中的OFDM復(fù)等效基帶信號可以采用離散傅里葉逆變換（IDFT）的方法來實(shí)現(xiàn)。為了敘述的簡潔，可令式中，忽略矩形函數(shù)，對信號以的抽樣間隔進(jìn)行抽樣，即令，

67、可得到： </p><p><b>　?。?.5）</b></p><p>　　可以看出，等效為對進(jìn)行IDFT變換。同樣在接收端，為了恢復(fù)出原始的數(shù)據(jù)符號，可以對進(jìn)行逆變換，即DFT：</p><p><b>　　（2.6）</b></p><p>　　根據(jù)上述分析可以看到，OFDM系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào)

68、可以分別由IDFT/DFT來代替。通過N點(diǎn)IDFT運(yùn)算，把頻域數(shù)據(jù)符號變換為時域數(shù)據(jù)符號，經(jīng)過射頻載波調(diào)制之后，發(fā)送到無線信道中。其中每一個IDFT輸出的數(shù)據(jù)符號都是由所有子載波信號經(jīng)過疊加而生成的，即對連續(xù)的多個經(jīng)過調(diào)制的子載波的疊加信號進(jìn)行抽樣得到的。</p><p>　　在OFDM系統(tǒng)的實(shí)際應(yīng)用中，我們可以采用更加方便快捷的快速傅里葉變換?？焖俑道锶~變換是一個相對成熟和完善的算法，該算法因其方便、快捷和有效

69、，在很多領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用。傅里葉變換獨(dú)特的蝶型運(yùn)算不僅在現(xiàn)有的通信與信號處理方面具有很強(qiáng)的優(yōu)勢，在未來OFDM系統(tǒng)中同樣也能起到一定的作用。它完成了OFDM符號在頻域和時域之間的轉(zhuǎn)換和多載波的調(diào)制。圖2.3為OFDM符號在快速傅里葉變換下域的轉(zhuǎn)換。</p><p>　　圖2.3 OFDM系統(tǒng)域的轉(zhuǎn)換</p><p>　　2.3 保護(hù)間隔和循環(huán)前綴 </p><p&g

70、t;　　應(yīng)用OFDM的一個最主要原因是它可以有效地對抗多徑時延擴(kuò)展。通過把輸入的數(shù)據(jù)流串并變換到N個并行的子信道中，使得每個用于去調(diào)制子載波的數(shù)據(jù)符號周期可以擴(kuò)大為原始數(shù)據(jù)符號周期的N倍，因此時延擴(kuò)展與符號周期的比值也同樣降低N倍[4]。為了最大限度地消除符號間干擾，一個比較常用的方法是在每個OFDM符號之間插入保護(hù)間隔，將符號周期由 增加至，</p><p><b>　　是保護(hù)時間。</b>

71、;</p><p>　　設(shè)加入保護(hù)間隔的OFDM信號為：</p><p><b>　?。?.7）</b></p><p>　　式（2.7）中，為成形脈沖，其定義如下：</p><p><b>　　（2.8）</b></p><p>　　當(dāng)信號經(jīng)過多徑信道后，接收信號可表示為：

72、</p><p><b>　?。?.9）</b></p><p>　　式中，為信道的沖激響應(yīng)，為加性高斯白噪聲，接收信號經(jīng)過模數(shù)變化后，得到接收序列，它是對按的抽樣間隔在范圍內(nèi)進(jìn)行抽樣所得。將前面?zhèn)€保護(hù)間隔的樣本去掉，對接收信號序列作DFT變換，可由式（2.9）得到輸出信號為：</p><p><b>　?。?.10）</b&g

73、t;</p><p>　　設(shè)多徑信道的沖激響應(yīng)為：</p><p><b>　　（2.11）</b></p><p>　　式中：為主信道的信號復(fù)包絡(luò)，為第條路徑的信號復(fù)包絡(luò)，為第條信道路徑的時延。假設(shè)不超過，可將分為兩類：</p><p><b>　?。?.12）</b></p>&l

74、t;p><b>　?。?.13）</b></p><p>　　式中:為時延不超過保護(hù)間隔的路徑數(shù)目，為時延超過保護(hù)間隔的路徑數(shù)目。將式（2.11）代入式（2.9），可得：</p><p><b>　　（2.14）</b></p><p>　　將式（2.14）代入式（2.10），則可以得到：

75、（2.15）</p><p>　　式中：，其右邊第一項(xiàng)為所需要的信號與信道響應(yīng)的乘積，第二項(xiàng)為子信道間干擾（ICI），第三項(xiàng)為碼間干擾（ISI），第四項(xiàng)為加性高斯白噪聲。</p><p>　　從式（2.15）可見：由于到達(dá)接收端的各多徑傳輸信號的相位在各個子信道是不同的，因而在疊加后會被加強(qiáng)或被衰減，顯然此時的信道響應(yīng)不再為平坦的；其余子信道在當(dāng)前時刻發(fā)送的信號對該子信道存在干擾，這一干擾

76、是由于多徑傳輸破壞了OFDM 信號的嚴(yán)格正交性而導(dǎo)致的，其中 sinc表明，與該子信道相隔較遠(yuǎn)的子信道由于sinc函數(shù)的拖尾已較小，故干擾較小，而相隔較近的子信道干擾較大；各個子信道在前一時刻發(fā)送的信號對該子信道當(dāng)前時刻信號產(chǎn)生干擾，表現(xiàn)為符號間干擾。因此，接收信號除了有用分量以外，還有子信道間干擾和符號間干擾，這是由于信道時延大于保護(hù)間隔造成的。那么，選擇一個適當(dāng)?shù)谋Ｗo(hù)間隔，可以使 OFDM 系統(tǒng)的碼間干擾控制在允許的范圍之內(nèi)。<

77、;/p><p>　　圖2.4 多徑情況下，空閑保護(hù)間隔會導(dǎo)致子載波間干擾（ICI）</p><p>　　保護(hù)間隔長度一般要大于無線信道的最大時延擴(kuò)展，這樣一個符號的多徑分量就不會對下一個符號造成干擾。在這段保護(hù)間隔內(nèi)，可以不插入任何信號，即是一段空閑的傳輸時段。然而在這種情況中，由于多徑傳播的影響，則會產(chǎn)生信道間干擾（ICI），即子載波之間的正交性遭到破壞，不同的子載波之間產(chǎn)生干擾，這種效應(yīng)

78、如圖2.4所示?？梢钥吹?，由于在FFT運(yùn)算時間長度內(nèi)，無時延的第一子載波信號與有時延的第二子載波信號之間的周期個數(shù)之差不再是整數(shù)，當(dāng)接收機(jī)試圖對第一子載波進(jìn)行解調(diào)時，第二子載波的時延信號會對第一子載波造成干擾。同樣，當(dāng)接收機(jī)對第二子載波進(jìn)行解調(diào)時，也會存在來自第一子載波的干擾。因此，空白保護(hù)間隔可以消除符號間干擾（ISI），但不能消除子載波間干擾[4]（ICI）。</p><p>　　為了消除由于多徑所造成的IC

79、I，OFDM符號需要在其保護(hù)間隔內(nèi)填入循環(huán)前綴信號，見圖2.5，就是將每個OFDM符號的后個時間樣點(diǎn)復(fù)制到OFDM 符號的保護(hù)間隔中，形成循環(huán)前綴，拓展后的OFDM信號仍具有平滑的載波信號分量，從而將IFFT/FFT的線性卷積轉(zhuǎn)化為循環(huán)卷積。這樣就可以保證在FFT周期內(nèi)，OFDM符號的延時副本內(nèi)所包含的波形的周期個數(shù)也是整數(shù)。這樣，時延小于保護(hù)間隔的時延信號就不會在解調(diào)過程中產(chǎn)生ICI[4]。</p><p>　

80、　圖2.5 OFDM符號的循環(huán)前綴</p><p>　　實(shí)際應(yīng)用中，加入循環(huán)前綴將導(dǎo)致信息速率和功率的損失，信息速率會下</p><p>　　降為原來的。功率損失定義如下：</p><p><b>　?。?.16）</b></p><p>　　由式（2.16）可以看出，當(dāng)保護(hù)間隔占到OFDM符號長度的20%時，功率損失

81、不會超過1dB，而信息速率的損失達(dá)到20%。但由于插入保護(hù)間隔可以消除碼間干擾和多徑時延造成的載波間干擾的影響，并且保護(hù)間隔對于符號接收端的符號同步很重要，因此這個代價是值得的。一般，控制在的20%之內(nèi)。</p><p>　　2.4 OFDM系統(tǒng)參數(shù)選擇</p><p>　　OFDM系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)主要有以下3個方面：</p><p>　　2.4.1 同步技術(shù)<

82、;/p><p>　　OFDM系統(tǒng)由于存在多個正交子載波，而且其輸出信號是多個子信道的疊加，因此對同步要求很高，發(fā)射機(jī)與接收機(jī)本地振蕩器之間存在的頻率偏差或者符號定位的不準(zhǔn)確都將直接影響到整個OFDM系統(tǒng)的性能。一方面，OFDM系統(tǒng)是基于頻率正交性的，所以對由多普勒頻移或收發(fā)端載波頻率偏移產(chǎn)生的頻率偏差非常敏感。頻率偏差會破壞OFDM系統(tǒng)中各個子載波間正交性，從而導(dǎo)致子載波間干擾（ICI）,而且還會引起信號的相位旋轉(zhuǎn)，

83、造成系統(tǒng)性能大幅降低。另一方面，若OFDM符號定時發(fā)生偏差，落在本符號范圍之外，會導(dǎo)致符號間干擾（ISI）,系統(tǒng)的解調(diào)結(jié)果將完全錯誤。</p><p>　　同步可以利用特殊的訓(xùn)練序列來進(jìn)行，也可以利用OFDM符號本身的特性。同步技術(shù)的研究是本論文的主要內(nèi)容，我們將在后續(xù)章節(jié)作具體分析[5]。</p><p>　　2.4.2 信道估計(jì)</p><p>　　在一般的衰

84、落環(huán)境中，由于OFDM技術(shù)使每個信號的傳輸時間得以延長，所以不必再做信道估計(jì)以及均衡來補(bǔ)償多徑信道引起的碼間干擾。但在高度散射的信道中，信道記憶長度過長，導(dǎo)致必須加長循環(huán)前綴的長度才能保證盡量不出現(xiàn)ISI，但是長度過長必然導(dǎo)致能量損失，效率降低，尤其對子載波個數(shù)不是很大的系統(tǒng)更為明顯。此時考慮信道估計(jì)并加均衡器從而適當(dāng)減少前綴長度，即通過增加系統(tǒng)復(fù)雜性換取系統(tǒng)頻帶利用率的提高。另外，對于采用分集接收的系統(tǒng)也需要進(jìn)行信道估計(jì)以達(dá)到最佳合并

85、。</p><p>　　OFDM符號的結(jié)構(gòu)使得信道估計(jì)可以利用不同頻率和相鄰符號上信道的頻率響應(yīng)共同完成，但這種二維的信道估計(jì)器結(jié)構(gòu)太復(fù)雜。有兩種降低復(fù)雜度的方法：一種是將時間和頻率上的估計(jì)分開進(jìn)行；另一種是利用參數(shù)化的信道模型大大減少信道相關(guān)矩陣的維數(shù)，同時還可以提高性能。上述的信道估計(jì)方法需要利用導(dǎo)頻或訓(xùn)練序列，能跟蹤慢時變信道。如果某個子載波處于深度衰落狀態(tài)，該子載波攜帶的數(shù)據(jù)信息被破壞，但通過把OFDM與

86、交織、軟判決、信道編碼結(jié)合得到頻率和時間分集，可以提高數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃訹5]。</p><p>　　2.4.3 峰值平均功率比</p><p>　　OFDM信號在時域上表現(xiàn)為N個正交子載波上的信號疊加，如果這N個信號恰好以峰值疊加時，OFDM信號將產(chǎn)生最大峰值，該峰值功率是平均功率的N倍，即OFDM系統(tǒng)發(fā)送信號的幅度變化范圍大且與系統(tǒng)所采用的子載波個數(shù)成正比。盡管峰值功率出現(xiàn)的概率較低，

87、但為了不失真地傳輸這些大信號，發(fā)送端對高功率放大器的線性要求很高，否則信號幅值超出功率放大器的線性區(qū)域?qū)⒃斐蓢?yán)重的帶內(nèi)扭曲和很高的帶外輻射，因此高的峰值平均功率比（Peak to Average Power Ratio，PAPR）使得OFDM系統(tǒng)的性能大大降低甚至直接影響實(shí)際應(yīng)用。</p><p>　　如果要避免上述情況的發(fā)生，必須保證發(fā)射的OFDM信號的平均功率遠(yuǎn)低于功率放大器的峰值功率，這將導(dǎo)致功率利用效率的

88、降低。在眾多降低PAPR的方法中，最常見的是基于幅度限制的方法，但是它引入了限幅噪聲，造成性能下降。文獻(xiàn)19提出了采用復(fù)雜度低的壓縮技術(shù)降低PAPR，它的基本原理是保持大的信號、放大小的信號，但功率放大器的平均功率提高了，因而對功率放大器的非線性更敏感。為此，將限幅和壓縮的方法結(jié)合，提出了壓縮轉(zhuǎn)換降低PAPR的方法，它的基本原則是壓縮大的信號、放大小的信號，使得發(fā)射信號的平均功率保持不變，從而提高其性能[5]。</p>&

89、lt;p>　　2.5 OFDM的優(yōu)缺點(diǎn)</p><p>　　近年來，OFDM系統(tǒng)已經(jīng)越來越得到人們的廣泛關(guān)注，其原因在于OFDM系統(tǒng)存在如下的主要優(yōu)點(diǎn)[6]: </p><p>　　高速數(shù)據(jù)流通過串并轉(zhuǎn)換，使得每個子載波上的數(shù)據(jù)符號持續(xù)長度相對增加，從而可以有效地減小無線信道的時間彌散所帶來的ISI，這樣就減小了接收機(jī)內(nèi)均衡的復(fù)雜度，有時甚至可以不采用均衡器，僅通過采用插入循環(huán)前綴

90、的方法消除ISI的不利影響。</p><p>　　傳統(tǒng)的頻分多路傳輸方法中，將頻帶分為若干個不相交的子頻帶來傳輸并行的數(shù)據(jù)流，在接收端用一組濾波器來分離各個子信道。這種方法的優(yōu)點(diǎn)是簡單、直接，缺點(diǎn)是頻譜的利用率低，子信道之間要留有足夠的保護(hù)頻帶，而且多個濾波器的實(shí)現(xiàn)也有不少困難。而OFDM系統(tǒng)由于各個子載波之間存在正交性，允許子信道的頻譜相互重疊，因此與常規(guī)的頻分復(fù)用系統(tǒng)相比，OFDM系統(tǒng)可以最大限度地利用頻譜資

91、源，見圖2.6。</p><p>　　各個子信道中的這種正交調(diào)制和解調(diào)可以采用IDFT和DFT方法來實(shí)現(xiàn)。對于N很大的系統(tǒng)，我們可以通過采用快速傅里葉變換（FFT）來實(shí)現(xiàn)。隨著大規(guī)模集成電路技術(shù)與DSP技術(shù)的發(fā)展，IFFT和FFT都是非常容易實(shí)現(xiàn)的。</p><p>　　圖2.6 常規(guī)頻分復(fù)用與OFDM的信道分配</p><p>　　無線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)一般都存在非對稱性

92、，即下行鏈路中傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于上行鏈路中的數(shù)據(jù)傳輸量，如Internet業(yè)務(wù)中的網(wǎng)頁瀏覽、FTP下載等。另一方面，移動終端功率一般小于1W，在大蜂窩環(huán)境下傳輸速率低于110kbit/s～100kbit/s；而基站發(fā)送功率可以較大，有可能提供1Mbit/s以上的傳輸速率。因此無論從用戶數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的使用需求，還是從移動通信系統(tǒng)自身的要求考慮，都希望物理層支持非對稱高速數(shù)據(jù)傳輸，而OFDM系統(tǒng)可以很容易地通過使用不同數(shù)量的子信道來實(shí)現(xiàn)上行

93、和下行鏈路中不同的傳輸速率。</p><p>　　由于無線信道存在頻率選擇性，不可能所有的子載波都同時處于比較深的衰落情況中，因此可以通過動態(tài)比特分配以及動態(tài)子信道分配的方法，充分利用信噪比較高的子信道，從而提高系統(tǒng)的性能。而且對于多用戶系統(tǒng)來說，對一個用戶不適用的子信道對其他用戶來說，可能是性能比較好的子信道，因此除非一個子信道對所有用戶來說都不適用，該子信道才會被關(guān)閉，但發(fā)生這種情況的概率非常小。</p

94、><p>　　OFDM系統(tǒng)可以很容易與其他多種接入方法相結(jié)合使用，構(gòu)成OFDMA系統(tǒng)，其中包括多載波碼分多址MC-CDMA、跳頻OFDM以及OFDM-TDMA等等，使得多個用戶可以同時利用OFDM技術(shù)進(jìn)行信息的傳遞。</p><p>　　因?yàn)檎瓗Ц蓴_只能影響小部分的子載波，因此OFDM系統(tǒng)可以在某種程度上抵抗這種窄帶干擾。</p><p>　　但是OFDM系統(tǒng)內(nèi)由于存在

95、有多個正交子載波，而且其輸出信號是多個子信道信號的疊加，因此與單載波系統(tǒng)相比，存在如下主要缺點(diǎn):</p><p>　　易受頻率偏差的影響。由于子信道的頻譜相互覆蓋，這就對它們之間的正交性提出了嚴(yán)格的要求。然而由于無線信道存在時變性，在傳輸過程中會出現(xiàn)無線信號的頻率偏移，例如多普勒偏移，或者由于發(fā)射機(jī)載波頻率與接收機(jī)本地振蕩器之間存在的頻率偏差，都會使得OFDM系統(tǒng)子載波之間的正交性遭到破壞，從而導(dǎo)致子信道間的信號

96、相互干擾，這種對頻率偏差敏感是OFDM系統(tǒng)的主要缺點(diǎn)之一[6]。</p><p>　　存在較高的峰值平均功率比。與單載波系統(tǒng)相比，由于多載波調(diào)制系統(tǒng)的輸出是多個子信道信號的疊加，因此如果多個信號的相位一致時，所得到的疊加信號的瞬時功率就會遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于信號的平均功率，導(dǎo)致出現(xiàn)較大的峰值平均功率比（PAR）。這樣就對發(fā)射機(jī)內(nèi)放大器的線性提出了很高的要求，如果放大器的動態(tài)范圍不能滿足信號的變化，則會為信號帶來畸變，使疊加信

97、號的頻譜發(fā)生變化，從而導(dǎo)致各個子信道信號之間的正交性遭到破壞，產(chǎn)生相互干擾，使系統(tǒng)性能惡化[6]。</p><p>　　2.6 OFDM系統(tǒng)參數(shù)選擇</p><p>　　通常來講，在OFDM的各種參數(shù)中首先要確定的3個參數(shù)是：帶寬、比特速率以及時延擴(kuò)展。時延擴(kuò)展直接決定保護(hù)間隔的長短，按照慣例，保護(hù)間隔的時間長度一般應(yīng)為時延擴(kuò)展的2到4倍。</p><p>　　一

98、旦確定了保護(hù)間隔，則符號周期長度就可以確定。為了最大限度的減少由于插入保護(hù)比特所帶來的信噪比損失，OFDM符號周期長度要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于保護(hù)間隔長度。但是符號周期長度又不可能任意大，否則就意味著OFDM系統(tǒng)中要包括更多的子載波，從而導(dǎo)致子載波間隔會相應(yīng)減少，系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度就會增加，而且還加大了系統(tǒng)的峰值平均功率比，并且使系統(tǒng)對頻率偏差會更加敏感。因此在實(shí)際應(yīng)用當(dāng)中，一般選擇符號周期長度是保護(hù)間隔長度的5倍，這樣由于插入保護(hù)比特所造成的信噪比損

99、失只有1dB左右。</p><p>　　在確定了符號周期和保護(hù)間隔之后，子載波的數(shù)量可以利用所要求的比特速率除以每個子信道中的比特速率來確定子載波的數(shù)量。每個子信道中傳輸?shù)谋忍厮俾士梢杂烧{(diào)制類型（例如BPSK、QPSK、16QAM）、編碼速率以及符號速率來確定。</p><p>　　下面通過一個具體的例子來說明如何設(shè)計(jì)OFDM的系統(tǒng)參數(shù)。</p><p>　　要求設(shè)

100、計(jì)的系統(tǒng)滿足如下條件：</p><p>　　比特速率取：25Mbit/s；</p><p>　　可容忍的時延擴(kuò)展：200ns；</p><p>　　帶寬：<16MHz。</p><p>　　保護(hù)間隔因?yàn)闀r延擴(kuò)展的2到4倍，這里取4，保護(hù)間隔200ns4=800ns=0.8。選擇OFDM符號周期長度為保護(hù)間隔的5倍，即5800ns=4，其

101、中由保護(hù)間隔所造成的信噪比損耗小于1dB。</p><p>　　子載波間隔?。?-0.8）=3.2的倒數(shù)，即為312.5kHz。由已知的比特率可知，每個OFDM符號所要傳送。</p><p>　　因此可以做如下兩種選擇：一種利用16QAM和碼率為1/2的編碼方法，這樣每個子載波可以攜帶2bit的有用信息，因此需要50個子載波來滿足每個符號100bit的傳輸速率。另外一種選擇是利用QPSK和

102、碼率為3/4的編碼方法，這樣每個子載波可以攜帶1.5bit的有用信息，因此需要67個子載波，然而67個子載波就意味著帶寬為67250kHz=16.7MHz，大于所給定的帶寬要求，因此只能采用16QAM，碼率為1/2的編碼方法，50個子載波的方案。因此可以利用64點(diǎn)IFFT/FFT來實(shí)現(xiàn)，剩余14個子載波的方法可以滿足上述要求。</p><p>　　圖2.7是OFDM系統(tǒng)中不同數(shù)字調(diào)制方式下誤碼率的比較。仿真參數(shù)為

103、：子載波數(shù)為1024，循環(huán)前綴長度為256，系統(tǒng)為理想同步。從圖中我們可以看出，采用16QAM可以有效的提升數(shù)據(jù)速率，但是同時也會產(chǎn)生較高的誤碼率，采用BPSK的誤碼率較低，但不能有效的提升數(shù)據(jù)速率。綜合以上的因素，最后選取</p><p>　　QPSK為本系統(tǒng)的調(diào)制方式。</p><p>　　圖2.7 不同調(diào)制方式的誤碼率</p><p>　　第三章 OFDM

104、系統(tǒng)的同步技術(shù)</p><p><b>　　3.1 同步簡介</b></p><p>　　在通信系統(tǒng)中，當(dāng)采用相干檢測或同步解調(diào)時，接收機(jī)需要提供一個與發(fā)射端調(diào)制載波同頻同相的相干載波。這個相干載波的獲取就稱為頻率同步。</p><p>　　在數(shù)字通信中，除了有載波同步的問題外，還有碼元同步的問題。因?yàn)橄⑹且淮淮B續(xù)的信號碼元組成的序列，

105、解調(diào)時必須知道每個碼元的起止時刻。因此，接收機(jī)必須產(chǎn)生一個用作抽樣判決的定時脈沖序列，它和接收碼元的終止時刻應(yīng)該對齊。我們把接收機(jī)產(chǎn)生與發(fā)送碼元的頻率和相位一致的定時脈沖序列的過程稱為定時同步。</p><p>　　數(shù)字通信中的消息流總是用若干碼元組成一個“字”，又用若干“字”組成一個“句”。因此，在接收這些數(shù)字流時，同樣也必須知道這些“字”、“句”的起止時刻。在接收端產(chǎn)生與“字”、“句”起止時刻相一致的定時脈沖

106、序列，這些統(tǒng)稱為群同步。</p><p>　　在載波同步，碼元同步和群同步之后，接收機(jī)就能以較低的誤比特率恢復(fù)出數(shù)字信息了。當(dāng)然，在現(xiàn)代的網(wǎng)絡(luò)通信中，往往還需要整個網(wǎng)絡(luò)的各個用戶同步，這個被稱為網(wǎng)同步。</p><p>　　頻率同步的方法一般分為兩類:一類是在發(fā)送有用信號的同時，在適當(dāng)?shù)念l率位置插入一個或多個稱為導(dǎo)頻的正弦波，接收機(jī)就由導(dǎo)頻提取出載波，這類方法稱為插入導(dǎo)頻法；另一類是不用專

107、門發(fā)送導(dǎo)頻，接收機(jī)直接從發(fā)送信號中提取載波頻率，這類方法叫直接法。實(shí)現(xiàn)定時同步的方法也和載波同步類似，可分為插入導(dǎo)頻法和直接法兩種，有時候這兩種方法也稱為外同步和內(nèi)同步。</p><p>　　3.2 同步偏差對OFDM系統(tǒng)的影響 </p><p>　　OFDM符號由多個子載波信號疊加構(gòu)成，各個子載波之間利用正交性來區(qū)分，因此確保這種正交性對于OFDM系統(tǒng)來說至關(guān)重