畢業(yè)論文---基于matlab的脈寬調(diào)制

1、<p><b>　　緒論</b></p><p>　　1.1 脈寬調(diào)制技術(shù)的研究背景——電氣傳動(dòng)的發(fā)展</p><p>　　隨著電力電子技術(shù)、微處理器技術(shù)的發(fā)展以及材料技術(shù)尤其是永磁材料技術(shù)的進(jìn)步，電氣傳動(dòng)系統(tǒng)，包括交、直流電動(dòng)機(jī)調(diào)速及伺服系統(tǒng)，正在向系統(tǒng)高性能、控制數(shù)字化、一體化機(jī)電的方向發(fā)展。直流傳動(dòng)系統(tǒng)控制簡(jiǎn)單、調(diào)速特性好，一直是調(diào)速傳動(dòng)領(lǐng)域中的重要組

2、成部分?，F(xiàn)代的直流傳動(dòng)系統(tǒng)的發(fā)展方向是電動(dòng)機(jī)主極永磁化及換向無刷化，而無刷直流電動(dòng)機(jī)正是在這樣的趨勢(shì)下所發(fā)展起來的機(jī)電一體化電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)。一般意義上的無刷直流電動(dòng)機(jī)(Bruhless DC Motor,BLDCM)是指方波無刷直流電動(dòng)機(jī)，其特征是只需簡(jiǎn)單的開關(guān)位置信號(hào)即可通過逆變橋驅(qū)動(dòng)永磁電動(dòng)機(jī)工作。1975年無刷直流電動(dòng)機(jī)首次出現(xiàn)在NASA報(bào)告中。之后，由于高性能、低成本的第三代永磁材料的出現(xiàn)，以及大功率、全控型功率器件的出現(xiàn)，使無刷直

3、流電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)獲得了迅速的發(fā)展。1977年，出現(xiàn)了采用釤鉆永磁材料的無刷直流電動(dòng)機(jī)。之后不久，無刷直流電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)開始廣泛采用高磁能積、高矯頑力、低成本的第三代NdFeB永磁材料，且采用霍爾元件作位置傳感器，采用三相全橋驅(qū)動(dòng)方式，以提高輸出轉(zhuǎn)矩，使其更加實(shí)用。1986年，H.R.Bolton對(duì)方波無刷直流電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)進(jìn)行了全面的</p><p>　　現(xiàn)代交流傳動(dòng)系統(tǒng)已經(jīng)由感應(yīng)電動(dòng)機(jī)為主發(fā)展為多機(jī)種，尤其是以永磁同步電動(dòng)

4、機(jī)的發(fā)展最為顯著。一方面，由感應(yīng)電動(dòng)機(jī)構(gòu)成的交流調(diào)速系統(tǒng)性能依然不斷提高，變壓變頻(VVVF）技術(shù)及矢量控制技術(shù)完全成熟。通過模仿直流電動(dòng)機(jī)中轉(zhuǎn)矩控制的思路，采用坐標(biāo)變換，把交流感應(yīng)電動(dòng)機(jī)的定子電流分解成勵(lì)磁分量和轉(zhuǎn)矩分量，并通過對(duì)磁通和轉(zhuǎn)矩的獨(dú)立控制、使感應(yīng)電動(dòng)機(jī)獲得類似直流電動(dòng)機(jī)的控制特性。近年來又陸續(xù)提出了直接轉(zhuǎn)矩控制、解耦控制等方法，從而使交流調(diào)速控制有了突破性的發(fā)展，并出現(xiàn)了一系列用于交流調(diào)速系統(tǒng)的高性價(jià)比的通用變頻器。<

5、;/p><p>　　另一方面，永磁同步電動(dòng)機(jī)調(diào)速及高性能伺服技術(shù)發(fā)展迅速，應(yīng)用功率范圍不斷擴(kuò)大。永磁同步電動(dòng)機(jī)（Permanent Magnet Synchronous Motor,PMSM)，又被稱為正弦波無刷直流電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)，實(shí)際上為帶有位置傳感器的、由逆變器驅(qū)動(dòng)的永磁同步電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)。其反電勢(shì)波形為正弦波，相應(yīng)的繞組電流也為正弦波。關(guān)于永磁同步電動(dòng)機(jī)的研究主要集中于電動(dòng)機(jī)的新型結(jié)構(gòu)形式、氣隙磁場(chǎng)的設(shè)計(jì)、計(jì)算和繞組電

6、流的控制。其中，繞組電流的控制為大部分文獻(xiàn)研究的焦點(diǎn)。1982年，G.P.Fatt從理論上指出了兩種有效獲得正弦繞組電流的方法，即靜止坐標(biāo)系下的電流控制方法，它包括電流調(diào)節(jié)型SPWM控制方法（CRPWM）和電流滯環(huán)控制方法，指出了其應(yīng)用范圍，并加以實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。至今，這兩種方法在永磁同步電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)中得到了最廣泛的應(yīng)用。1987年，P.Pillay對(duì)方波無刷直流電動(dòng)機(jī)和正弦波無刷直流電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)進(jìn)行了全面的對(duì)比，在總結(jié)正弦波無刷直流電動(dòng)機(jī)各種研

7、究成果的基礎(chǔ)上，提出了基于旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的正弦波無刷直流電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)繞組電流控制方法：id、iq法。此后的研究雖然在控制手段上不斷改進(jìn)，但控制方法沒有本質(zhì)的突破。一</p><p>　　感應(yīng)電動(dòng)機(jī)和永磁同步電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)相比較，無論是在效率、功率密度等各方面，永磁同步電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)均具有相當(dāng)優(yōu)勢(shì)。因此，交流永磁同步電動(dòng)機(jī)在交流傳動(dòng)系統(tǒng)中的應(yīng)用范圍會(huì)繼續(xù)擴(kuò)大。</p><p>　　綜上所述，高性能直流傳

8、動(dòng)系統(tǒng)在向方波無刷直流電動(dòng)機(jī)為主的方向發(fā)展，而方波無刷直流電動(dòng)機(jī)在向電流正弦化的方向發(fā)展；同時(shí)，高性能交流傳動(dòng)系統(tǒng)在向交流永磁同步電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)為主的方向發(fā)展，而永磁同步電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)也在向無位置檢測(cè)或位置檢測(cè)簡(jiǎn)易化的方向發(fā)展。由于二者的電動(dòng)機(jī)本體均為永磁同步電動(dòng)機(jī)，且系統(tǒng)結(jié)構(gòu)大致相同，因此交、直流之分越來越模糊，二者的發(fā)展方向相同，概念趨向一致。在電動(dòng)機(jī)理論和其他相關(guān)技術(shù)發(fā)展的推動(dòng)下，“無刷直流電動(dòng)機(jī)”的概念已由最初特指具有電子換向的直流電動(dòng)

9、機(jī)發(fā)展到泛指一切具備有刷直流電動(dòng)機(jī)外部特征的由驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)的永磁同步電動(dòng)機(jī)。無刷直流電動(dòng)機(jī)或永磁同步電動(dòng)機(jī)的發(fā)展亦促使電動(dòng)機(jī)理論與電力電子技術(shù)、微電子技術(shù)、計(jì)算機(jī)技術(shù)、現(xiàn)代控制理論及高性能材料的緊密結(jié)合。如今，無刷直流電動(dòng)機(jī)或永磁同步電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)集特種電動(dòng)機(jī)、變流機(jī)構(gòu)、檢測(cè)元件、控制軟件和硬件于一體，形成新一代的一體化電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)，體現(xiàn)著當(dāng)今應(yīng)用科學(xué)的最新成果，是機(jī)電一體化的高技術(shù)產(chǎn)物。</p><p>　　1.2 脈

10、寬調(diào)制技術(shù)的發(fā)展</p><p>　　隨著全控型功率電子器件的發(fā)展，脈沖調(diào)寬（PWM）技術(shù)與開關(guān)功率電路成為主流技術(shù)，在功率應(yīng)用中基本取代了線性功率放大電路，以減小功率器件導(dǎo)通損耗，提高驅(qū)動(dòng)效率。在PWM技術(shù)中，功率器件工作在開關(guān)飽和導(dǎo)通狀態(tài)，通過改變功率器件的驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)的開通與關(guān)斷的時(shí)間，來改變加在負(fù)載兩端的平均電壓的大小。當(dāng)負(fù)載為直流電動(dòng)機(jī)時(shí)，也就實(shí)現(xiàn)了電動(dòng)機(jī)的調(diào)壓調(diào)速控制，這也就是PWM控制的基本原理。改

11、變脈沖信號(hào)的開通、關(guān)斷時(shí)間有兩種基本方式。一種方式是將脈沖信號(hào)的開關(guān)頻率及周期Ts固定，通過改變導(dǎo)通脈沖的寬度來改變負(fù)載的平均電壓，這就是脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation,PWM）。另一種方式是將脈沖信號(hào)的導(dǎo)通寬度固定，通過改變開關(guān)頻率及周期T來改變負(fù)載的平均電壓，這就是脈沖頻率調(diào)制（Pulse Frequency Modulation,PFM）。由于PFM控制是通過改變脈沖頻率來實(shí)現(xiàn)平均電壓的調(diào)節(jié)的，頻率變化

12、范圍較大。在頻率較低時(shí)，往往人耳所感覺到的電磁噪聲較高；而在頻率較高時(shí)，會(huì)導(dǎo)致功率器件開關(guān)損耗的增加，而且還存在功率器件關(guān)斷速度的限制。最嚴(yán)重的情況是，在某些特殊頻率下系統(tǒng)有可能產(chǎn)生</p><p>　　而近年來出現(xiàn)的空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）技術(shù)，相應(yīng)的數(shù)字計(jì)算方法形成的脈寬調(diào)制信號(hào)與傳統(tǒng)的SPWM信號(hào)相比，具有更多優(yōu)點(diǎn)。因此空間矢量脈寬調(diào)制技術(shù)在交流電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。</p>

13、<p>　　PWM控制的原理介紹</p><p><b>　　2.1 概述</b></p><p>　　PWM（Pulse Width Modulation）控制就是對(duì)脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制的技術(shù)。即通過對(duì)一系列脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，來等效地獲得所需要的波形（含形狀和幅值）。</p><p>　　2.2 PWM控制技術(shù)分類</p&g

14、t;<p>　　1)正弦PWM（SPWM）；</p><p>　　2)特定諧波消除PWM（SHEPWM）；</p><p>　　3)最小紋波電流PWM；</p><p>　　4)空間矢量PWM（SVM）；</p><p><b>　　5)隨機(jī)PWM；</b></p><p>　　6)

15、滯環(huán)電流控制PWM；</p><p>　　7)瞬時(shí)電流控制正弦PWM；</p><p>　　8)Delta調(diào)制PWM；</p><p>　　9)Sigma-Delta調(diào)制PWM。</p><p>　　通常PWM技術(shù)可以按電壓控制或電流控制來分類，或按前饋方式或反饋方式來分類，也可以按基于載波或不基于載波來分類。本論文主要圍繞其中的SPWM，S

16、VPWM，滯環(huán)電流控制PWM三種PWM控制方法展開介紹，并進(jìn)行對(duì)比。</p><p>　　2.3 PWM控制的基本原理及其理論基礎(chǔ)</p><p>　　在采樣控制理論中有一個(gè)重要的結(jié)：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同。沖量即指窄脈沖的面積。這里所說的效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形的基本相同。如果把各輸出波形用傅里葉變換分析，則其低頻段非常接近，僅在高頻

17、段略有差異。例如圖2.1所示的三個(gè)窄脈沖形狀不同，其中圖2.1a為矩形脈沖，圖2.1b為三角形脈沖，圖2.1c為正弦半波脈沖，但它們的面積（即沖量）都等于1，那么，當(dāng)它們分別加在具有慣性的同一個(gè)環(huán)節(jié)上時(shí)，其輸出相應(yīng)基本相同。當(dāng)窄脈沖變?yōu)閳D2.1d的單位脈沖函數(shù)時(shí)，環(huán)節(jié)的響應(yīng)即為該環(huán)節(jié)的脈沖過渡函數(shù)。</p><p>　　圖2.1 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖</p><p>　　矩形脈沖

18、 b）三角形脈沖 c）正弦半波脈沖 d）單位脈沖函數(shù)</p><p>　　圖2.2a的電路是一個(gè)具體的例子。圖中為電壓窄脈沖，其形狀和面積分別如圖2.1的a、b、c、d所示，為電路的輸入。該輸入加載可以看成慣性環(huán)節(jié)的電路上，設(shè)其電流為電路的輸出。圖2.2b給出了不同窄脈沖時(shí)的響應(yīng)波形。從波形可以看出，在的上升段，脈沖形狀不同時(shí)的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎完全相同。脈沖越窄，各波形的差異也越小。如果周期性地施

19、加上述脈沖，則響應(yīng)也是周期性的。用傅里葉級(jí)數(shù)分解后將可看出，各在低頻段的特性將非常接近，僅在高頻段有所不同。</p><p>　　上述原理可以稱之為面積等效原理，它是PWM控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ)。</p><p>　　圖1.2 沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形</p><p>　　a）電路 b）響應(yīng)波形</p><p>　　下面分析如何用一系列

20、等幅不等寬的脈沖來代替一個(gè)正弦半波。</p><p>　　把圖2.3a的正弦半波分成等分，就可以吧正弦半波看成是由個(gè)彼此相連的脈沖序列所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。如果把上述脈沖序列利用相同數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的中點(diǎn)和相應(yīng)正弦波部分的中點(diǎn)重合，且使矩形脈沖和相應(yīng)的正弦波部分面積（沖量）相等，就得到圖2.3b

21、所示的脈沖序列。這就是PWM波形。可以看出，各脈沖的幅值相等，而寬度是按正弦規(guī)律變化的。根據(jù)面積等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。對(duì)于正弦波的負(fù)半周，也可以用同樣的方法得到PWM波形。像這樣脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形，也稱SPWM波形。</p><p>　　要改變等效輸出正弦波的幅值是，只要按照同一比例系數(shù)改變上述各脈沖的寬度即可。</p><p>　　PWM波

22、形可分為等幅PWM波和不等幅PWM波兩種。由直流電源產(chǎn)生的PWM波通常是等幅PWM波；由交流電源產(chǎn)生的PWM波通常是不等幅波。不管是等幅PWM波還是不等幅PWM波，都是基于面積等效原理進(jìn)行控制的，因此其本質(zhì)是相同的。</p><p>　　圖2.3 用PWM波形代替正弦半波</p><p>　　正弦半波 b）脈沖序列</p><p>　　如圖2.4把所希望的波形作為調(diào)

23、制信號(hào)，把接受調(diào)制的信號(hào)作為載波，通過對(duì)載波的調(diào)制得到所期望的PWM波形。</p><p>　　圖2.4 脈沖調(diào)制電路</p><p>　　通常采用等腰三角波作為載波，因?yàn)榈妊遣ㄉ舷聦挾扰c高度呈線性關(guān)系且左右對(duì)稱，當(dāng)它與任何一個(gè)平緩變化的調(diào)制信號(hào)波相交時(shí)，在交點(diǎn)時(shí)刻就可以得到寬度正比于調(diào)制信號(hào)波幅度的脈沖。</p><p>　　正弦脈沖寬度調(diào)制SPWM基本原理&

24、lt;/p><p><b>　　3.1 概述</b></p><p>　　為了闡述明白SPWM的原理，下面先介紹簡(jiǎn)單的單相橋式逆變電路。逆變器理想的輸出電壓是如圖3.1b所示的正弦波。將圖3.1b正弦波半個(gè)周期均分個(gè)相等的時(shí)區(qū)，圖中，每個(gè)時(shí)區(qū)的時(shí)間對(duì)應(yīng)的時(shí)區(qū)寬度為，第個(gè)時(shí)區(qū)的終點(diǎn)時(shí)間為，起點(diǎn)時(shí)間為，第個(gè)時(shí)區(qū)的中心點(diǎn)相位角為：</p><p><

25、;b>　　(3.1)</b></p><p>　　圖3.1 用SPWM電壓等效正弦電壓</p><p>　　逆變電路 b)正弦電壓 c)SPWM電壓等效電壓</p><p>　　圖3.1b中當(dāng)時(shí)區(qū)數(shù)很大時(shí)，正弦波可以看作是由正、負(fù)半波各有個(gè)等寬（）但不等高（高度為）的不連續(xù)脈波電壓、、、…、、組成。圖3.1a中逆變電路的輸入電壓是直流電壓，依靠開關(guān)

26、管的通、斷狀態(tài)變換，逆變電路只能直接輸出三種電壓值、0、。對(duì)單相橋式逆變器四個(gè)開關(guān)管進(jìn)行實(shí)時(shí)、適式的通、斷控制，可以得到圖3.1c所示在半個(gè)周期中有個(gè)多脈波電壓的交流電壓。圖中正、負(fù)半周范圍也被分為個(gè)（）相等的時(shí)區(qū)，每個(gè)時(shí)區(qū)寬度為，每個(gè)時(shí)區(qū)有一個(gè)幅值為、寬度為的電壓脈波，相鄰兩脈波電壓中點(diǎn)之間的距離相等（），6個(gè)脈波電壓的高度都是，但寬度不同，寬度分別為、、、、、。如果要圖3.1c中任何一個(gè)時(shí)間段中的脈寬為、幅值為的矩形脈沖電壓等效于圖

27、3.1b中該時(shí)間段中正弦電壓，首要的條件應(yīng)該是在該時(shí)間段中，兩者對(duì)電壓對(duì)時(shí)間的積分值，即電壓和時(shí)間乘積所相當(dāng)?shù)拿娣e相等。即：</p><p><b>　　(3.2)</b></p><p><b>　　即：</b></p><p><b>　　(3.3)</b></p><p>

28、;　　由圖3.1c可知，(3.3)式左邊為第個(gè)逆變電壓脈波的積分值，其電壓幅值為、作用時(shí)間為，對(duì)應(yīng)的脈波電壓寬度，；(3.3)式右邊式中的是(3.1)式的，即第個(gè)時(shí)區(qū)中心點(diǎn)的相位角，因此有(3.3)式可得到：</p><p><b>　　(3.4)</b></p><p>　　如果半個(gè)周期中脈波數(shù)很多，即，，則：</p><p><b&g

29、t;　　則(3.4)式為：</b></p><p>　　因此，圖3.1c中第個(gè)脈波在時(shí)間段中電壓平均值為：</p><p><b>　　(3.5)</b></p><p>　　或第個(gè)脈波電壓的占空比：</p><p><b>　　(3.6)</b></p><p>

30、;　　由圖3.1b、c可知，在每個(gè)脈波電壓周期中，逆變器輸出一個(gè)等高不等寬的脈波電壓。(3.5)式左邊是寬度為、高度為脈波電壓在周期中的電壓平均值，(3.5)式右邊式該脈波周期中，脈波中心點(diǎn)位置角處正弦電壓的瞬時(shí)值，即，因此在任何一個(gè)脈波周期中，只要等幅不等寬的脈波電壓的平均值等于該脈波中心點(diǎn)（）處正弦電壓的瞬時(shí)值，則等幅不等寬的脈波電壓就與該脈波周期中的正弦電壓等效。換句話說，只要對(duì)逆變電路的開關(guān)器件進(jìn)行實(shí)時(shí)、適式的通斷控制，使每個(gè)脈

31、波的平均電壓、脈波寬度或占空比按(3.5)、(3.6)式的正弦規(guī)律變化，則逆變電路輸出的多脈波電壓就能與正弦電壓等效。通過傅里葉分析可以得知，輸出電壓中除基波外僅含有與開關(guān)頻率倍數(shù)相對(duì)應(yīng)的某些高次諧波而消除了許多低次諧波，開關(guān)頻率越高，脈波數(shù)越多，就能消除更多的低次諧波，是逆變電路的輸出電壓更近似于連續(xù)的正弦波。</p><p>　　3.2 PWM的調(diào)制方式和相關(guān)術(shù)語</p><p>　　

32、3.2.1 單極性（Unipolar）PWM調(diào)制與雙極性（Bipolar）PWM調(diào)制</p><p>　　載波（三角波）在調(diào)制波半個(gè)周期內(nèi)只在一個(gè)方向變化，所得到的PWM波形也只在一個(gè)方向變化的控制方式稱為單極性PWM控制方式。單極性PWM控制方式如圖3.3所示，逆變器同一橋臂的上部功率開關(guān)管和下部功率開關(guān)管在調(diào)制波（輸出電壓基波）的半個(gè)周期內(nèi)僅有一個(gè)功率開關(guān)管多次開通和關(guān)斷。</p><p&

33、gt;　　圖3.2是采用IGBT作為開關(guān)器件的單相橋式PWM逆變電路。設(shè)負(fù)載為阻感負(fù)載，工作時(shí)和的通斷狀態(tài)互補(bǔ)，和的通斷狀態(tài)也互補(bǔ)。具體規(guī)律如下：在輸出電壓（即為）的正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負(fù)。在負(fù)載為正的區(qū)間，和導(dǎo)通，負(fù)載電壓等于直流電壓；關(guān)斷時(shí)，負(fù)載電流通過和續(xù)流，。在負(fù)載電流為負(fù)的區(qū)間，仍為和導(dǎo)通，因?yàn)樨?fù)，故實(shí)際上從和流過，仍有；關(guān)斷，開通后，從和續(xù)流，。這樣，總可以得到和零兩種電平。同樣，在的負(fù)半周，讓保持通態(tài)，保

34、持?jǐn)鄳B(tài)，和交替通態(tài)，負(fù)載電壓可以得到和零兩種電平。</p><p>　　控制和的通斷的方法如圖3.3所示。調(diào)制信號(hào)為正弦波，載波在的正半周為正極性的三角波，在的五班周為負(fù)極性的三角波。在和的交點(diǎn)時(shí)刻控制IGBT的通斷。在的正半周，保持通態(tài)，保持?jǐn)鄳B(tài)，當(dāng)時(shí)使導(dǎo)通，關(guān)斷，；當(dāng)時(shí)使關(guān)斷，導(dǎo)通，。在的負(fù)半周，保持?jǐn)鄳B(tài)，保持通態(tài)，當(dāng)時(shí)使導(dǎo)通，關(guān)斷，；當(dāng)時(shí)使關(guān)斷，導(dǎo)通，。這樣，就得到了SPWM波形。圖3.3中表示中的基波分量

35、。</p><p>　　圖3.2 單相橋式PWM逆變電路 圖3.3 單極性PWM控制方式波形</p><p>　　和單極性PWM控制方式相對(duì)應(yīng) 雙極性控制方式。圖3.2的單相橋式逆變電路在采用雙極性控制方式時(shí)的波形如圖3.4所示。采用雙極性控制方式時(shí)，在的半個(gè)周期內(nèi)，三角波載波不再是單極性的，而是有正有負(fù)，所得到的PWM波也是有正有負(fù)。在的一個(gè)周期內(nèi)，輸出的PWM波只有兩種電平，而不像單極

36、性控制時(shí)還有零電平。仍然在調(diào)制信號(hào)和載波信號(hào)的交點(diǎn)時(shí)刻控制各開關(guān)器件的通斷。在的正負(fù)半周，對(duì)各開關(guān)器件的控制規(guī)律相同。即當(dāng)時(shí)，給和以導(dǎo)通信號(hào)，給和以關(guān)斷信號(hào)，這時(shí)如，則和導(dǎo)通，如，則和通，不管哪種情況都是輸出電壓。當(dāng)，給和以導(dǎo)通信號(hào)，給和以關(guān)斷信號(hào)，這時(shí)如，則和導(dǎo)通，，則和通，不管哪種情況都是輸出電壓。</p><p>　　可以看出，單相橋式電路既可以采取單極性調(diào)制，也可以采用雙極性調(diào)制，由于對(duì)開關(guān)器件通斷控制的

37、規(guī)律不同，它們的輸出波形也有較大的差別。這兩種方式差別僅僅在于正弦波與三角波比較的方法，雙極性調(diào)制時(shí)，任何半周期內(nèi)調(diào)制波、載波及輸出SPWM波均有正、負(fù)極性的電壓交替出現(xiàn)，有效地提高了直流電壓的利用率。一般來說，單極性PWM調(diào)制方式產(chǎn)生的諧波較小，但是難于實(shí)現(xiàn)，在本論文中只討論雙極性PWM調(diào)制方式。</p><p>　　圖3.4 雙極性PWM控制方式波形</p><p>　　3.2.2 載

38、波比、調(diào)制比對(duì)PWM調(diào)制的影響</p><p>　　根據(jù)脈寬調(diào)制的特點(diǎn)，如圖3.1逆變器主電路的功率開關(guān)器件在其輸出電壓半周期內(nèi)要開關(guān)次，把期望的正弦波分段越多，則越大，脈沖序列波越小，上述分析結(jié)論的準(zhǔn)確性越高，SPWM波的基波更接近期望的正弦波。但是，功率開關(guān)器件本身的開關(guān)功能是有限的；因此在應(yīng)用脈寬調(diào)制技術(shù)是必然要受到一定條件的制約，這主要表現(xiàn)在以下兩個(gè)方面。</p><p>　　3.

39、2.2.1功率開關(guān)器件的頻率</p><p>　　各種電力電子器件的開關(guān)頻率受到其固有的開關(guān)時(shí)間和開關(guān)損耗的限制，普通晶閘管用于無源逆變器時(shí)須采用強(qiáng)迫換流電路，其開關(guān)頻率一般不超過300~500，現(xiàn)在在SPWM逆變器中已很少應(yīng)用。取而代之的是全控型器件，如電力晶體管（BJT開關(guān)頻率可達(dá)1~5）、可關(guān)斷晶閘管（GTO開關(guān)頻率為1~2）、功率場(chǎng)效應(yīng)管（P-MOSFET開關(guān)頻率可達(dá)50）、絕緣柵雙極晶體管（IGBT開關(guān)

40、頻率可達(dá)20）等。目前市場(chǎng)上的SPWM逆變器產(chǎn)品以應(yīng)用IGBT為主。</p><p>　　定義載波頻率與參考調(diào)制波頻率之比為載波比（carrier ratio），即</p><p><b>　　(3. 7)</b></p><p>　　相對(duì)于前述SPWM波形半個(gè)周期內(nèi)的脈沖數(shù)來說，應(yīng)該有。為了使逆變器的輸出波形盡量接近正弦波，應(yīng)盡可能增大載波比

41、；但若從功率開關(guān)器件本身的允許開關(guān)頻率來看，載波比又不能太大。值應(yīng)受到下列條件的制約：</p><p><b>　　(3. 8)</b></p><p>　　(3.8)式中的分母實(shí)際上就是SPWM逆變器的最高輸出頻率。</p><p>　　3.2.2.2最小間歇時(shí)間與調(diào)制度</p><p>　　為保證主電路開關(guān)器件的安全

42、工作，必須是調(diào)制成的脈沖波有最小脈寬與最小間歇的限制，以保證最好脈沖寬度大于開關(guān)器件的導(dǎo)通時(shí)間，而最小脈沖間歇大于器件的關(guān)斷時(shí)間。在脈寬調(diào)制時(shí)，若為偶數(shù)，調(diào)制信號(hào)的峰值與三角載波相交的地方恰好是一個(gè)脈沖的間歇。為了保證最小間歇時(shí)間大于，必須使低于載波的峰值。為此定義與之比為調(diào)制度，即</p><p><b>　　(3. 9)</b></p><p>　　在理想情況下，

43、值可在0~1之間變化，以調(diào)整逆變器輸出電壓的大小。實(shí)際上總是小于1，在較大時(shí)，一把取最高值，即取0.8~0.9。</p><p>　　3.2.3 異步調(diào)制和同步調(diào)制</p><p>　　3.2.3.1 異步調(diào)制</p><p>　　異步調(diào)制——載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)不同步的調(diào)制方式。</p><p>　　通常保持固定不變，當(dāng)變化時(shí)，載波比是變化的

44、。在信號(hào)波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個(gè)數(shù)不固定，相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對(duì)稱，半周期內(nèi)前后周期的脈沖也不對(duì)稱。當(dāng)較低時(shí)，較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對(duì)稱的不利影響都較小，當(dāng)增高時(shí)，減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對(duì)稱的影響就變大。因此，在采用異步調(diào)制方式時(shí)，希望采用較高的載波頻率，以使在信號(hào)波頻率較高時(shí)仍能保持較大的載波比。</p><p>　　3.2.3.2 同步調(diào)制</p>

45、<p>　　同步調(diào)制——等于常數(shù)，并在變頻時(shí)使載波和信號(hào)波保持同步。</p><p>　　基本同步調(diào)制方式，變化時(shí)不變，信號(hào)波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定。三相公用一個(gè)三角波載波，且取為3的整數(shù)倍，使三相輸出對(duì)稱。為使一相的PWM波正負(fù)半周鏡對(duì)稱，應(yīng)取奇數(shù)。</p><p>　　很低時(shí)，也很低，由調(diào)制帶來的諧波不易濾除，很高時(shí)，會(huì)過高，使開關(guān)器件難以承受。為了克服上述缺點(diǎn)，可以采用分段

46、同步調(diào)制的方法。</p><p>　　3.2.3.3 分段同步調(diào)制</p><p>　　把范圍劃分成若干個(gè)頻段，每個(gè)頻段內(nèi)保持恒定，不同頻段不同。在高的頻段采用較低的，使載波頻率不致過高，在低的頻段采用較高的，使載波頻率不致過低。</p><p>　　圖3.5 分段同步調(diào)制方式</p><p>　　三相逆變輸出器的電壓和波形的SPWM控制&l

47、t;/p><p>　　前面為了說明PWM的原理，用了大量的圖文解析單相橋式逆變電路的SPWM控制。但本論文主要是通過SPWM和電壓矢量控制PWM（SVPWM）的對(duì)比和研究，而SVPWM主要是控制三相異步電機(jī)的控制方式，采用的都是三相電路仿真，所以要在同一個(gè)電路中比較兩種控制方式的優(yōu)劣，必須說明三相SPWM。</p><p>　　圖4.1和圖4.2中三角形高頻載波幅值為、頻率為，三相調(diào)制參考信號(hào)

48、正弦電壓、、為：</p><p>　　式中為調(diào)制波的角頻率，為正弦調(diào)制參考電壓的頻率， 為正弦參考電壓的幅值。</p><p>　　圖4.1中，與載波電壓相比較，當(dāng)時(shí)，導(dǎo)通，為正脈波電壓；當(dāng)時(shí)，截止，導(dǎo)通，為負(fù)脈波電壓。因此逆變電路輸出電壓，如圖4.2所示，是一個(gè)雙極性脈波電壓。</p><p>　　同理當(dāng)時(shí)，導(dǎo)通，為正脈波電壓；當(dāng)時(shí)，截止，導(dǎo)通，為負(fù)脈波電壓。也是

49、一個(gè)雙極性脈波電壓，比滯后120°。</p><p>　　同理也是一個(gè)雙極性電壓，比滯后240°。</p><p>　　三相電壓型逆變電路任何時(shí)刻一個(gè)橋臂只有一個(gè)開關(guān)管被驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通，上、下開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)。因此三相橋式逆變電壓型逆變器任何時(shí)刻都有三個(gè)開關(guān)管同時(shí)被驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通，根據(jù)圖4.2所示，，由此可畫出線電壓及負(fù)載星形聯(lián)結(jié)時(shí)負(fù)載相電壓等的波形，例如在、、三管導(dǎo)通期間，圖4

50、.2中。在、、導(dǎo)通期間，類似地分析可畫出圖4.2中線電壓的波形——單極性PWM脈波。同樣的分析可知線電壓、與一樣也都是單極性脈波電壓，且互差120°。</p><p>　　當(dāng)負(fù)載為星形聯(lián)結(jié)時(shí)如果負(fù)載中點(diǎn)為n，則當(dāng)、、同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，a、c兩點(diǎn)接電源正端，b點(diǎn)接電源負(fù)端，若負(fù)載各相阻抗相等，則，當(dāng)、、同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，A、B、C三點(diǎn)都連在一起，故，類似地分析可以畫出4.2所示星形聯(lián)結(jié)負(fù)載相電壓的波形。類似地分析得知

51、、與一樣都是單極性脈波電壓而且互差120°。</p><p>　　圖4.1 三相橋式PWM逆變電路</p><p>　　圖4.2 三相SPWM波形</p><p>　　圖4.2中調(diào)制比、載波比、輸出線電壓是半周期中有個(gè)單極性脈波的SPWM脈波電壓，除基波外最低次諧波頻率為次諧波，輸出電壓時(shí)的雙極性SPWM波，幅值為。則有輸出相電壓的基波幅值：</p&

52、gt;<p><b>　　(4.1)</b></p><p>　　輸出線電壓的基波幅值：</p><p><b>　?。?.2）</b></p><p>　　輸出線電壓的基波有效值：</p><p><b>　　（4.3）</b></p><p

53、>　　所以三相SPWM逆變電路直流電壓利用率。</p><p>　　三相逆變器電壓空間矢量PWM控制（SVPWM）</p><p>　　5.1 SVPWM介紹</p><p>　　傳統(tǒng)的正弦脈寬調(diào)制(SPWM)技術(shù)是從電源的角度出發(fā)的，其著眼點(diǎn)是如何生成一個(gè)可以調(diào)頻調(diào)壓的三相對(duì)稱正弦波電源。常規(guī)SPWM法已被廣泛地應(yīng)用于逆變器中，然而常規(guī)SPWM不能充分利用饋

54、電給逆變器的直流電壓，逆變器最大相電壓基波幅值與逆變器直流電壓比值為，即逆變器輸出相電壓峰值最大為，直流利用率低。John采用諧波失真的方法來增加三相PWM逆變器的輸出電壓，可以使PWM逆變器最大相電壓基波幅值增加約15％，但該方法的效果并不理想，因此它的實(shí)際應(yīng)用受到很大的限制。并且SPWM逆變器是基于調(diào)節(jié)脈沖寬度和間隔來實(shí)現(xiàn)接近于正弦波的輸出電流，這種調(diào)節(jié)會(huì)產(chǎn)生菜些高次諧波分量，引起電機(jī)發(fā)熱，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)過大甚至?xí)炱鹣到y(tǒng)振蕩。一些學(xué)者在

55、此基礎(chǔ)上提出了選擇諧波消除法和梯形脈寬調(diào)制法(TPWM)，但指定諧波消除法運(yùn)算量大，且占用相當(dāng)大的內(nèi)存，實(shí)現(xiàn)起來比較困難；TPWM逆變器輸出波形中諧波分量比SPWM逆變器還多，結(jié)果并不理想。而且，傳統(tǒng)的高頻三角波與調(diào)制波比較生成PWM波的方式適合模擬電路，不適應(yīng)于現(xiàn)代化電力電子技術(shù)數(shù)字化的發(fā)展趨勢(shì)。因此，常規(guī)SPWM法不能適應(yīng)高性能全數(shù)字控制的交流伺服驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的發(fā)展趨勢(shì)。</p><p>　　80年代中期，德國(guó)學(xué)

56、者H．W．Van Der Broek等在交流電機(jī)調(diào)速中提出了磁鏈軌跡控制的思想，在此基礎(chǔ)上進(jìn)～步發(fā)展產(chǎn)生了電壓空間矢量脈寬調(diào)制(Space—Vector Pulse—Width Modulation，簡(jiǎn)寫為SVPWM)的概念。SVPWM，又稱磁鏈追蹤型PWM法，它是從電動(dòng)機(jī)的角度出發(fā)，其著眼點(diǎn)是如何使電機(jī)獲得圓磁場(chǎng)。具體地說，它是以三相對(duì)稱正弦波電壓供電下三相對(duì)稱電動(dòng)機(jī)定子理想磁鏈圓為基準(zhǔn)，由三相逆變器不同開關(guān)模式下所形成的實(shí)際磁鏈?zhǔn)噶?/p>

57、來追蹤基準(zhǔn)磁鏈圓，在追蹤的過程中，逆變器的開關(guān)模式作適當(dāng)?shù)那袚Q，從而形成PWM波。</p><p>　　采用空間矢量PWM(SVPWM)算法可使逆變器輸出線電壓幅值最大達(dá)到，比常規(guī)SPWM法提高了約15．47％。并且，由于SVPWM有多種調(diào)制方式， 所以SVPWM控制方式可以通過改變其調(diào)制方式來減少逆變器功率器件開關(guān)次數(shù)，從而降低功率器件的開關(guān)損耗，提高控制性能。在同樣的采樣頻率下，采用開關(guān)損耗模式SVPWM法的

58、逆變器的功率器件開關(guān)次數(shù)比采用常規(guī)SVPWM法逆變器的功率器件開關(guān)次數(shù)減少了，大大降低了功率器件的開關(guān)損耗。SVPWM實(shí)質(zhì)是一種基于空間矢量在三相正弦波中注入了零序分量的調(diào)制波進(jìn)行規(guī)則采樣的一種變形SPWM，是具有更低的開關(guān)損耗的SPWM改進(jìn)型方法，是一種優(yōu)化的PWM方法，能明顯減少逆變器輸出電流的諧波成分及電機(jī)的諧波損耗，降低電機(jī)的脈動(dòng)轉(zhuǎn)矩，且SVPWM其物理概念清晰，控制算法簡(jiǎn)單，數(shù)字化實(shí)現(xiàn)非常方便，故目前有替代傳統(tǒng)SPWM法的趨勢(shì)

59、。</p><p>　　5.2 SVPWM原理說明</p><p>　　異步電機(jī)需要輸入三相正弦電流的最終目的是在空間產(chǎn)生圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，從而產(chǎn)生恒定的電磁轉(zhuǎn)矩。因此，可以吧逆變器和異步電機(jī)視為一體，按照跟蹤圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)來控制PWM電壓，這樣的控制方式就叫做“磁鏈跟蹤控制”。磁鏈的軌跡是靠電壓空間矢量相加得到的，所以又稱“電壓空間矢量控制”。</p><p>　　所謂

60、電壓空間矢量是按照電壓所加繞組的空間位置來定義的。在圖5.1中，A、B、C分別表示在空間靜止不動(dòng)的電機(jī)定子三相繞組的軸線，它們?cè)诳臻g互差120°，三相定子相電壓、、分別加在三相繞組上，可以定義三個(gè)電壓空間矢量為、、，它們的方向始終在各相軸線上，而大小則隨時(shí)間按正弦規(guī)律作脈動(dòng)式變化，時(shí)間相位互差120°。與電機(jī)原理中三相脈動(dòng)磁動(dòng)勢(shì)相加產(chǎn)生合成的旋轉(zhuǎn)磁動(dòng)勢(shì)相仿，可以證明，三相電壓空間矢量相加的合成空間矢量是一個(gè)旋轉(zhuǎn)的空間

61、矢量，它的幅值不變，是每相電壓值的1.5倍；旋轉(zhuǎn)頻率為。用公式表示，則有</p><p><b>　　（5.1）</b></p><p>　　同理，可以定義電流和磁鏈的空間矢量和。</p><p>　　異步電動(dòng)機(jī)定子電壓空間矢量方程式為</p><p><b>　　（5.2）</b></p&g

62、t;<p>　　圖5.1 電壓空間矢量</p><p>　　當(dāng)轉(zhuǎn)速不是很低時(shí)，電子電阻壓降較小，可忽略不計(jì)，則定子電壓與磁鏈的近似關(guān)系為</p><p><b>　?。?.3）</b></p><p><b>　　或</b></p><p><b>　　（5.4）</b

63、></p><p>　　（5.4）式表明，電壓空間矢量的大小等于的變化率，而其方向則與的運(yùn)動(dòng)方向一致。</p><p>　　在由三相平衡正弦電壓供電時(shí)，電機(jī)定子磁鏈空間矢量為</p><p><b>　?。?.5）</b></p><p>　　式中，為的幅值，為其旋轉(zhuǎn)角速度。</p><p>

64、;　　磁鏈?zhǔn)噶宽敹说倪\(yùn)動(dòng)軌跡形成圓形的空間旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)（一般簡(jiǎn)稱為磁鏈圓）。由（5.3）式和（5.5）式可得</p><p><b>　?。?.6）</b></p><p>　　由（5.6）式可見，當(dāng)磁鏈幅值一定是，的大小與成正比，其方向?yàn)榇沛湀A形軌跡的切線方向。當(dāng)磁鏈?zhǔn)噶康目臻g旋轉(zhuǎn)一周時(shí)，電壓矢量也連續(xù)地沿磁鏈圓的切線方向運(yùn)動(dòng)弧度，其軌跡與磁鏈圓重合，如圖5.2所示。這

65、樣，電機(jī)旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)的形狀問題就可以轉(zhuǎn)化為電壓空間矢量運(yùn)動(dòng)軌跡的形狀問題。</p><p>　　圖5.2 旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)與電壓空間矢量運(yùn)動(dòng)軌跡的關(guān)系</p><p>　　在變頻調(diào)速系統(tǒng)中，異步電機(jī)由三相PWM逆變器供電，這時(shí)供電電壓和三相平衡正弦電壓有所不同。圖5.3給出了三相PWM逆變器供電的原理圖，為了簡(jiǎn)單起見，A、B、C相6個(gè)開關(guān)器件都用開關(guān)量表示，分別為、、。為使電機(jī)對(duì)稱工作，必須而三相同時(shí)

66、供電，即在任一時(shí)刻一定有處于不同橋臂下的3個(gè)器件同時(shí)導(dǎo)通，而相應(yīng)橋臂的另3個(gè)功率器件則處于關(guān)斷狀態(tài)。當(dāng)用、、表示三相逆變器的開關(guān)狀態(tài)時(shí)，由于、、各有0（表示相應(yīng)的下橋臂導(dǎo)通）或1（表示相應(yīng)的上橋臂導(dǎo)通）兩種狀態(tài)，因此整個(gè)三相逆變器共有開關(guān)狀態(tài)（見表5.1）。從逆變器的正常工作，前六個(gè)工作狀態(tài)時(shí)有效的，后兩個(gè)工作狀態(tài)是無意義的。</p><p>　　圖5.3 三相PWM逆變器——異步電動(dòng)機(jī)原理圖</p>

67、<p>　　表5.1 逆變器的8種工作狀態(tài)</p><p>　　對(duì)于每一個(gè)有效的工作狀態(tài)，相電壓都可用一個(gè)合成空間矢量表示，結(jié)合圖4.2可知，這六種狀態(tài)的幅值相等，只是相位不同而已。如表5.1以、、…、依次表示100、110、…、101六個(gè)有效工作狀態(tài)的電壓空間矢量，它們的相互關(guān)系如圖5.4a所示。設(shè)逆變器的工作周期從100狀態(tài)開始，其電壓空間矢量與軸同方向，它所存在的時(shí)間為。在這段時(shí)間以后，工作狀

68、態(tài)轉(zhuǎn)為110，電機(jī)的電壓空間矢量為，它在空間上與相差。隨著逆變器工作狀態(tài)的不斷切換，電機(jī)電壓空間矢量的相位也作相應(yīng)的變化。到一個(gè)周期結(jié)束，的頂端恰好與的尾端銜接，一個(gè)周期的六個(gè)電壓空間矢量工轉(zhuǎn)過，形成一個(gè)封閉的正六邊形。至于111與000這兩個(gè)無意義的工作狀態(tài)，可分別冠以和，并稱之位零矢量，它們的幅值為0，也無相位，可認(rèn)為它們坐落在六邊形的中心點(diǎn)上。</p><p>　　如前所述，這樣一個(gè)由電壓空間矢量運(yùn)動(dòng)所形成

69、的正六邊形軌跡可以看做是交流電機(jī)定子磁鏈?zhǔn)噶慷它c(diǎn)的運(yùn)動(dòng)軌跡。對(duì)于這個(gè)關(guān)系，可進(jìn)一步說明如下。</p><p>　　設(shè)在逆變器工作的第一個(gè)期間，電機(jī)的電壓空間矢量為圖5.4b中的，此時(shí)定子磁鏈?zhǔn)噶繛椤Ｄ孀兤鬟M(jìn)入第二個(gè)期間，電壓空間矢量，按（5.3）式，可寫作</p><p><b>　　（5.7）</b></p><p>　　此處是、、…、的廣義

70、表示。就第二個(gè)工作區(qū)間而言，（5.7）式表明在期間內(nèi)，在的作用下，使產(chǎn)生增量，其幅值為，方向與一致。最終形成圖5.4c所示的薪的磁鏈?zhǔn)噶?。依此類推，可知磁鏈?zhǔn)噶康捻敹诉\(yùn)動(dòng)軌跡也是一個(gè)正六邊形。這說明異步電機(jī)在六拍階梯波逆變器供電時(shí)所產(chǎn)生是正六邊形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，而不是圓形磁場(chǎng)。</p><p>　　圖5.4 六階梯波逆變器的電壓空間矢量及磁鏈增矢量</p><p>　　常規(guī)六拍逆變器供電的異步電

71、機(jī)只產(chǎn)生正六邊形的旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，顯然這不利于電機(jī)的勻速旋轉(zhuǎn)。其所以如此，是由于在一個(gè)周期中只有6次開關(guān)切換，切換后所形成的6個(gè)電壓空間矢量都是恒定不動(dòng)的。如果想獲得更多多邊形或逼近圓形的旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，就必須有更多的逆變器件控制模式進(jìn)行改造，PWM控制顯然可以適合這個(gè)要求。</p><p>　　逆變器的電壓空間矢量雖然只有~8個(gè)，但可以利用它們的線性組合，以獲得更多的與~相位不同的新的電壓空間矢量，最終構(gòu)成一組等幅不同相的

72、電壓空間矢量，從而形成盡可能逼近圓形的旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)。這樣，在一個(gè)周期內(nèi)逆變器的開關(guān)狀態(tài)就要超過6個(gè)，而有些開關(guān)狀態(tài)會(huì)出現(xiàn)多次。所以逆變器的輸出電壓將不是六拍階梯波，而是一系列等幅不等寬的脈沖波，這就形成了電壓空間矢量控制的PWM逆變器。由于它間接控制了電機(jī)的旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，所以也可稱作磁鏈跟蹤（或磁鏈軌跡）控制的PWM逆變器。</p><p>　　3）磁鏈追蹤控制時(shí)的磁鏈軌跡</p><p>　　在

73、使用八種電壓空間矢量形成盡可能圓形磁鏈軌跡的控制過程中，常采用三段逼近式磁鏈跟蹤控制算法并輔之以零矢量分割技術(shù)。圖5.4為理想磁鏈圓上兩相近時(shí)刻的磁鏈?zhǔn)噶筷P(guān)系。設(shè)時(shí)刻磁鏈空間矢量為，時(shí)刻磁鏈空間矢量為，它應(yīng)看作是在的基礎(chǔ)上疊加由相關(guān)電壓空間矢量在時(shí)間內(nèi)所形成的磁鏈增矢量的結(jié)果，即</p><p><b>　?。?.8）</b></p><p><b>　　式

74、中，，。</b></p><p>　　圖5.5 理想磁鏈圓區(qū)間劃分及相鄰磁鏈?zhǔn)噶筷P(guān)系</p><p>　　由于磁鏈追蹤控制時(shí)采取等區(qū)間劃分方式，任意時(shí)刻的時(shí)間間隔均相等，故有 （5.9）</p><p>　　式中，為SVPWM的輸出頻率；N為磁鏈圓等分?jǐn)?shù)。</p><p>　　由于三

75、相電壓源型逆變器輸出電壓及其相應(yīng)磁鏈只有六種有效矢量，采用單一電壓矢量形成所需磁鏈增矢量會(huì)使實(shí)際磁鏈軌跡偏離理想磁鏈圓。為了獲得盡可能接近圓形的磁鏈軌跡，可以采取兩種處理措施：一是增大磁鏈分區(qū)數(shù)N，二是用多種實(shí)際磁鏈?zhǔn)噶亢铣伤枰?，如采用三段逼近是磁鏈跟蹤算法?lt;/p><p>　　三段逼近磁鏈跟蹤算法是由兩種實(shí)際磁鏈?zhǔn)噶糠秩蝸砗铣纱沛溤鍪噶?，用以改善?shí)際磁鏈軌跡接近圓形的程度。</p><

76、p>　　以N=6為例，理想磁鏈圓被劃分為六個(gè)60°電角度區(qū)間，每區(qū)間內(nèi)的磁鏈增矢量（圖5.6虛線部分）應(yīng)選用與其夾角最?。∟=6時(shí)夾角為60°）的兩種實(shí)際磁鏈增矢量來合成，并根據(jù)關(guān)系來確定每個(gè)電壓矢量的作用時(shí)間。圖5.6是第一個(gè)60°區(qū)間內(nèi)的三段式磁鏈跟蹤控制過程。</p><p>　　同理，其余的區(qū)間也用同樣的方法去合成磁鏈增矢量時(shí)，可得到近似理想圓形磁鏈圓，如圖5.7所示。

77、</p><p>　　圖5.6 三段逼近式磁鏈跟蹤算法 圖5.7 N=6，三段逼近式磁鏈跟蹤軌跡</p><p>　　4）SVPWM的基本調(diào)制算法</p><p>　　從三段式逼近磁鏈跟蹤算法可以看出，磁鏈圓的切線就是六種電壓空間矢量~經(jīng)過不同線性組合的切線圓，所以要想得到磁鏈圓，只要電壓空間矢量幅值恒定旋轉(zhuǎn)即可。因此SVPWM的關(guān)鍵是在每個(gè)扇區(qū)中找到一個(gè)

78、，其幅值恒定為，以角速度旋轉(zhuǎn)。可用六個(gè)基本電壓矢量中的兩個(gè)（也就是~相鄰的兩個(gè)矢量）和零矢量組合。例如圖5.8中，以扇區(qū)為例，用基本矢量和的線性組合合成區(qū)間的，和作用時(shí)間之和小于開關(guān)周期，不足的時(shí)間用“零矢量”補(bǔ)齊，根據(jù)等效伏秒平衡原則，于是有：</p><p><b>　?。?.10）</b></p><p><b>　　式中為相位角。</b>

79、</p><p>　　由（5.10）式解得：</p><p><b>　?。?.11）</b></p><p>　　雖然用兩個(gè)矢量、，以圖5.8所示可以合成，但是不一定會(huì)和相等，若不相等，則磁鏈追蹤的速度，也就是PWM波的基波頻率也就不等于所要求的頻率工由于零矢量的作用不會(huì)改變磁鏈圓形軌跡的形狀，只是使磁鏈停止不前，改變的是磁鏈的變化速度。因此

80、可以用零矢量來調(diào)節(jié)作用時(shí)間，以使、矢量作用產(chǎn)生的磁鏈的角速度正好等于。（5.11）式中當(dāng)不足時(shí)，插入零矢量補(bǔ)足，一般地是把平均分到、中。不難推出其它區(qū)間的調(diào)制算法完全相同 。</p><p>　　圖5.8 電壓空間矢量</p><p>　　由式可推出空間矢量控制時(shí)最大可能輸出的相電壓幅值為：</p><p><b>　?。?.12）</b>&l

81、t;/p><p><b>　　線電壓幅值：</b></p><p><b>　?。?.13）</b></p><p><b>　　線電壓基波有效值：</b></p><p><b>　?。?.14）</b></p><p>　　所以，三

82、相逆變電路采用空間矢量控制時(shí)直流電壓利用率為：，比起前面介紹的三相SPWM逆變電路直流電壓利用率，顯然直流電壓利用率提高了。</p><p><b>　　電流滯環(huán)控制PWM</b></p><p><b>　　6.1 概述</b></p><p>　　正弦脈寬調(diào)試（SPWM）是從電源角度出發(fā)，著眼于如何生成一個(gè)變頻變壓的正

83、弦電壓源；電壓空間矢量控制（SVPWM）源于交流電機(jī)的變頻調(diào)速驅(qū)動(dòng)，著眼與如何控制三相逆變器的功率開關(guān)動(dòng)作來改變施加在電機(jī)上的端電壓，使電機(jī)內(nèi)部形成盡可能圓形的磁場(chǎng)；電流滯環(huán)控制PWM則著眼于如何在負(fù)載中生成一個(gè)變頻邊復(fù)制的正弦電流源。</p><p>　　6.2 電流滯環(huán)PWM原理介紹</p><p>　　電流滯環(huán)控制PWM是將負(fù)載三相電力與三相正弦參考電流相比較，如果實(shí)際負(fù)載電流大于給

84、定參考電流，通過控制逆變器功率開關(guān)元件關(guān)斷使之減?。蝗绻麑?shí)際電流小于參考電流，控制功率開關(guān)器件導(dǎo)通使之增大。通過對(duì)電流的這種閉環(huán)控制，強(qiáng)制負(fù)載電流的頻率、幅值、相位按給定值變化，提高電壓源型PWM逆變器對(duì)電流的響應(yīng)速度。</p><p>　　圖6.1給出了電流控制PWM逆變器的一相輸出電流、電壓波形。圖中為給點(diǎn)正弦電流參考信號(hào)，為逆變器實(shí)際輸出電流，為設(shè)定電流允許偏差。</p><p>　

85、　當(dāng)時(shí)，控制逆變器該相下橋臂開關(guān)元件導(dǎo)通，使衰減；時(shí)，控制逆變器該相上橋臂開關(guān)元件導(dǎo)通，使增大。以此種方式迫使該相負(fù)載電流跟隨指令電流變化，并將跟隨誤差限定在允許的范圍內(nèi)。這樣逆變器輸出電流呈鋸齒波，其包絡(luò)線按指令規(guī)律變化；輸出電壓為雙極性PWM波形。逆變器功率開關(guān)元件工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，允許偏差越小，電流跟蹤精度越高，但功率器件的開關(guān)頻率也越高，必須注意所用器件的最高開關(guān)頻率限制。</p><p>　　圖6.1

86、 電流滯環(huán)控制PWM輸出一相電流、電壓波形</p><p>　　電流滯環(huán)控制PWM逆變器控制原理如圖6.2所示。由于實(shí)際電流波形圍繞給定正弦作鋸齒變化，與負(fù)載無關(guān)，故常稱電流源型PWM逆變器，也有成電流跟蹤控制PWM逆變器。由于電流被嚴(yán)格限制在參考正弦波周圍的允許誤差范圍之內(nèi)，故對(duì)防止過電流十分有利。</p><p>　　圖6.2 電流滯環(huán)控制PWM逆變器控制原理圖</p>

87、<p>　　MATLAB控制算法仿真及分析</p><p>　　7.1 MATLAB動(dòng)態(tài)仿真工具SIMULlNK簡(jiǎn)介</p><p>　　隨著控制理論和控制系統(tǒng)的迅速發(fā)展，對(duì)控制效果的要求越來越高，控制算法也越來越復(fù)雜，因而控制器的設(shè)計(jì)也越來越困難。于是自然地出現(xiàn)了控制系統(tǒng)地計(jì)算機(jī)輔助設(shè)計(jì)技術(shù)。近30年來，控制系統(tǒng)的計(jì)算機(jī)輔助設(shè)計(jì)技術(shù)的發(fā)展已經(jīng)達(dá)到了相當(dāng)高的水平，出現(xiàn)了很多的計(jì)算

88、機(jī)輔助設(shè)計(jì)語言和應(yīng)用軟件。目前，MATLAB(Matrix Laboratory)是當(dāng)今國(guó)際上最流行的控制系統(tǒng)輔助設(shè)計(jì)的語言和軟件工具。</p><p>　　MATLAB是由Math Works公司開發(fā)的一種主要用于數(shù)值計(jì)算及可視化圖形處理的高科技計(jì)算語言。它將數(shù)值分析、矩陣計(jì)算、圖形處理和仿真等諸多強(qiáng)大功能集成在一個(gè)極易使用的交互式環(huán)境中，為科學(xué)研究、工程設(shè)計(jì)以及必須進(jìn)行有效數(shù)值計(jì)算的總多科學(xué)提供了一種高效率的

89、編程工具，集科學(xué)計(jì)算、自動(dòng)控制、信號(hào)處理、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)、圖象處理等于一體。</p><p>　　MAllLAB具有三大特點(diǎn)：</p><p>　　1）功能強(qiáng)大：包括數(shù)值計(jì)算和符號(hào)計(jì)算，計(jì)算結(jié)果和編程可視化，數(shù)學(xué)和文字統(tǒng)一處理，離線和在線皆可處理；</p><p>　　2）界面友好，語言自然：MATLAB以復(fù)數(shù)矩陣為計(jì)算單元，指令表達(dá)與標(biāo)準(zhǔn)教科書的數(shù)學(xué)表達(dá)式相近；<

90、/p><p>　　3開放性強(qiáng)：MATLAB有很好的可擴(kuò)充性，可以把它當(dāng)作一種更高級(jí)的語言去使用，可容易地編寫各種通用或?qū)Ｓ脩?yīng)用程序；</p><p>　　正是由于MATLAB的這些特點(diǎn)，使它獲得了對(duì)應(yīng)用學(xué)科(特別是邊緣科學(xué)和交叉科學(xué))的極強(qiáng)適應(yīng)力，并很快成為應(yīng)用學(xué)科計(jì)算機(jī)輔助分析設(shè)計(jì)、仿真、教學(xué)乃至科技文字處理不可缺少的基礎(chǔ)軟件，成為歐美高等院校、科研機(jī)構(gòu)教學(xué)與科研必備的基本工具。MATLAB

91、有許多工具箱(Toolbox)，這些工具箱大致分為兩類：功能性工具箱和學(xué)科性工具箱。前者主要用來擴(kuò)充MATLAB的符號(hào)計(jì)算功能、圖視建模功能和文字處理功能以及與硬件實(shí)時(shí)交互功能；后者專業(yè)性較強(qiáng)，如控制工具箱(Control Toolbox)、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)工具箱(Neural Network Toolbox)、信號(hào)處理工具箱(Signal Processing Toolbox)等，使MATLAB在線性代數(shù)、矩陣分析、數(shù)值計(jì)算及優(yōu)化，數(shù)理統(tǒng)計(jì)和

92、隨機(jī)信號(hào)分析、電路及系統(tǒng)、系統(tǒng)動(dòng)力學(xué)、信號(hào)和圖象處理、控制理論分析和系統(tǒng)設(shè)計(jì)、過程控制、建模和仿真、通信系統(tǒng)、財(cái)政金融等眾多專業(yè)領(lǐng)域的理論研究和工程設(shè)計(jì)中得到了廣泛應(yīng)用。在MATLAB中，Simulink是一個(gè)比較特別的工具箱，它具有兩個(gè)顯著的功能：Simu(仿真)與Link(鏈接)，是實(shí)現(xiàn)動(dòng)態(tài)系統(tǒng)建模、仿真的一個(gè)集</p><p>　　Simulink提供了友好的圖形用戶界面(GUl)，模型由模塊組成的框圖來表

93、示，用戶建模通過簡(jiǎn)單的單擊和拖動(dòng)鼠標(biāo)的動(dòng)作就能完成。Simulink的模塊庫(kù)為用戶提供了多種多樣的功能模塊，其中有連續(xù)系統(tǒng)(Continous)、離散系統(tǒng)(Discrete)、非線性系統(tǒng)(NoNinear)等幾類基本系統(tǒng)構(gòu)成的模塊，以及連接、運(yùn)算模塊。而輸入源模塊(Sources)和接受模塊(Sinks)則為模型仿真提供了信號(hào)源和結(jié)果輸出設(shè)備。模型建立后，可以直接對(duì)它進(jìn)行仿真分析?？梢赃x擇合適的輸入源模塊(如正弦波(Sine Wave)

94、)作信號(hào)輸入，用適當(dāng)?shù)慕邮漳K(如示波器(Scope))觀察系統(tǒng)響應(yīng)、分析系統(tǒng)特性、仿真結(jié)果輸出到接收模塊上。如果仿真結(jié)果不符合要求，則可以修改系統(tǒng)模型的參數(shù)，繼續(xù)進(jìn)行仿真分析。</p><p>　　7.2 仿真系統(tǒng)搭建</p><p>　　7.2.1 選擇仿真試驗(yàn)電路類型</p><p>　　本部分是整片論文的核心部分，仿真的結(jié)果將直接驗(yàn)證前面幾章介紹的原理，而且

95、仿真的重點(diǎn)放在比較SPWM和SVPWM的部分，所以必須在同一種電路上進(jìn)行模擬仿真，得出來的結(jié)論才有說服性。由第5章可知道，SVPWM是三相異步電機(jī)的主要控制方法，而且異步電機(jī)是呈感性的，所以采用三相橋式逆變電路的電感、電阻性負(fù)載作為仿真實(shí)驗(yàn)電路，如圖7.1所示。</p><p>　　圖7.1 三相橋式逆變電路</p><p>　　7.2.2 SPWM仿真電路搭建及其仿真</p>

96、<p>　　7.2.2.1 SPWM仿真電路圖</p><p>　　仿真電路圖如圖7.2所示，圖7.2中分三大模塊塊，PWM信號(hào)生成模塊、主電路模塊、測(cè)量模塊。</p><p>　　圖7.2 三相逆變SPWM仿真電路</p><p>　　7.2.2.2 PWM信號(hào)生成模塊</p><p>　　由圖4.2可知，當(dāng)調(diào)制信號(hào)的正弦波大

97、于三角載波時(shí)，逆變器輸出高電平，否則，輸出低電平，可設(shè)計(jì)如圖7.3觸發(fā)電路，以A相電路上下橋臂為例。</p><p>　　圖7.3 SPWM中A相的上下橋臂的輸入信號(hào)</p><p>　　圖7.3中用了兩個(gè)邏輯比較器Relational Operator來比較兩列輸入波形的大小，Relational Operator的工作原理是，符合圖中邏輯關(guān)系時(shí)，輸出1；反之，輸出0。當(dāng)調(diào)制比為0.8，

98、載波比為12，仿真時(shí)間為時(shí)，有以下輸出波形，如圖7.3，第一欄為輸入的調(diào)制波和載波信號(hào)，第二欄為A相電路上橋臂開關(guān)信號(hào)，第三欄為A相電路下橋臂開關(guān)信號(hào)，與上橋臂反相。同時(shí)可以看到，當(dāng)調(diào)制波比三角載波大時(shí)上橋臂的開關(guān)信號(hào)為1，開關(guān)管導(dǎo)通，當(dāng)調(diào)制波比三角載波小時(shí)上橋臂的開關(guān)信號(hào)為0，開關(guān)管關(guān)閉，上下橋臂交替導(dǎo)通，形成逆變。</p><p>　　圖7.4 M=0.8，C=12時(shí)A相上下橋臂的開關(guān)信號(hào)</p>

99、<p>　　同理有B、C相如圖7.5和圖7.6。只需要把正弦模塊的的初相位改為-120°和超前120°就可以了。</p><p>　　圖7.5 M=0.8，C=12時(shí)B相上下橋臂的開關(guān)信號(hào)</p><p>　　圖7.6 M=0.8，C=12時(shí)B相上下橋臂的開關(guān)信號(hào)</p><p>　　注意：以上的載波比為12，只是為了分析時(shí)，方便大

100、家看得清楚，實(shí)際上本論文SPWM的仿真是按載波比為24來做最終的仿真，在這里請(qǐng)讀者注意。</p><p>　　7.2.2.3 主電路模塊的說明</p><p>　　本文的主電路為三相橋式逆變電路，如圖7.7所示，可見輸入直流電壓源大小，輸入部分為三相對(duì)稱電感、電阻性負(fù)載，作星形連接，電阻取值大小為，電感取值。</p><p>　　圖7.7 SPWM三相橋式逆變仿真電

101、路</p><p>　　Universal Bridge元器件說明</p><p>　　圖7.8 Universal Bridge模塊 圖7.8通用橋展開圖</p><p>　　Universal Bridge模塊的中文名是通用橋模塊，它有1個(gè)橋臂、2個(gè)橋臂和3個(gè)橋臂的選擇。它的三個(gè)橋臂的展開圖如下圖7.8所示，當(dāng)六列PWM信號(hào)輸入通用橋的g端口時(shí)，通用橋會(huì)自動(dòng)分配

102、每一列的信號(hào)給每一個(gè)管子，控制該管子的開閉。其輸入的順序是，第一列信號(hào)輸入到，第二列信號(hào)輸入到，第三列信號(hào)輸入到，第四列信號(hào)輸入到，第五列信號(hào)輸入到，第六列信號(hào)輸入到。</p><p>　　7.2.2.4 測(cè)量模塊</p><p>　　本三相橋式SPWM逆變電路仿真的測(cè)量數(shù)據(jù)有相電壓、、的波形和有效值；相電流、、波形和有效值；線電壓、、波形和有效值，以及A相的相電壓和的基波的波形和有效值。

103、如圖7.9Multimeter模塊為萬用表，用來讀取相電壓相電流，RMS模塊為有效值模塊。另外還有兩個(gè)子模塊名字叫jibo，是用來取線電壓和相電壓的基波波形和有效值的。</p><p><b>　　圖7.9 測(cè)量模塊</b></p><p>　　子模塊jibo模塊的展開圖如圖7.10所示，把輸入的參數(shù)通過傅里葉模塊，傅里葉模塊應(yīng)設(shè)置為50，表示只輸出頻率為50的波形的

104、magnitude（幅值）和angle（相角）。再把三列信號(hào)加入到Fcn自定義函數(shù)模塊進(jìn)行計(jì)算合成輸出基波的波形Out1，Out2是輸出基波的有效值。</p><p>　　圖7.10 子模塊jibo模塊展開圖</p><p>　　子模塊中自Fcn定義函數(shù)模塊的設(shè)置，是從傅里葉模塊輸出基波的幅值、相角，再通過計(jì)算使這兩個(gè)值變?yōu)檎也?，顯然此模塊設(shè)置應(yīng)為圖7.11所示，也就是按正弦波的瞬時(shí)值公

105、式設(shè)置即可，即為</p><p><b>　　。</b></p><p>　　圖7.11 Fcn自定義函數(shù)參數(shù)設(shè)置</p><p>　　7.2.2.5 仿真結(jié)果和分析</p><p>　　設(shè)置仿真時(shí)間為0.08s，調(diào)制比為0.8，載波比為24，仿真類型選可變步長(zhǎng)，并設(shè)置最大步長(zhǎng)為，最小步長(zhǎng)為，算法為默認(rèn)算法ode45。&

106、lt;/p><p>　　為了便于分析，本論文的仿真結(jié)果均經(jīng)過順序調(diào)整，使得第一個(gè)圖均為初相位為0的正弦波形。</p><p>　　圖7.12相電壓、、波形圖</p><p>　　圖7.13 A相相電壓有效值讀數(shù)和基波有效值讀數(shù)</p><p>　　圖7.14 A相相電壓基波波形</p><p>　　圖7.15 線電壓、、波

107、形</p><p>　　圖7.16 AB相線電壓有效值讀數(shù)和基波有效值讀數(shù)</p><p>　　圖7.17 AB相線電壓基波波形</p><p>　　圖7.18 三相電流波形圖</p><p>　　圖7.19 三相電流波形在同一坐標(biāo)下顯示圖</p><p>　　通過觀察分析上面波形圖和讀數(shù)，可以從圖7.12中看到輸出的

108、相電壓幾乎呈現(xiàn)正弦趨勢(shì)，但諧波含量還是比較嚴(yán)重，這時(shí)因?yàn)闆]有設(shè)置輸出濾波電路的緣故；而從圖7.13中可以讀出兩個(gè)數(shù)字示波器上的有效值為：相電壓95.86V，相電壓基波有效值為70.71V；從圖7.14可以讀出相電壓幅值為100V；從圖7.15中估計(jì)出線電壓幅值為250V；從圖7.16中以讀出兩個(gè)數(shù)字示波器上的有效值，AB相線電壓有效值讀數(shù)為166V，AB相線電壓基波有效值讀數(shù)為122.5V；從圖7.17中AB相線電壓基波波形幅值為175